CDMA移动通信原理实验指导书V1.0

来源：五一七教育网

《移动通信》实验指导书

集美大学

第一章实验系统介绍 ····················· 1 第二章 CDMA实验 ····················· 10

实验一 GOLD序列特性实验····························································· 10 实验二 GOLD序列的捕获与跟踪实验 ················································ 15 实验三扩频与解扩实验 ··································································· 19 实验四载波提取实验 ······································································ 23 实验五 PSK调制与解调实验 ···························································· 27 实验六位同步提取实验 ··································································· 34 实验七帧同步提取实验 ··································································· 39 实验八纠错编码实验 ······································································ 46 实验九 CDMA移动通信系统实验 ······················································ 49

第一章实验系统介绍

1 系统介绍

本实验系统主要用于高校“移动通信”、“扩频通信”等课程的实验教学，可进行移动通信各种一般性原理的实验，覆盖移动通信课程的主要知识点，同时具有较强的系统性，能够模拟直扩码分多址（DS-CDMA）移动通信系统。

本实验系统的主要参考教材为西安电子科技大学出版社出版，郭梯云、邬国扬、李建东编著的《移动通信》（修订版）和西安电子科技大学出版社出版，查光明、熊贤祚编著的《扩频通信》。这两本教材被很多高校所采用，具有较强的权威性。

其中，DS-CDMA系统的设计我们紧密结合《扩频通信》一书，着重突出教材的重点：PN码的特性、扩频和解扩、同步和捕获等知识点，使用户通过实验进一步理解CDMA的精髓。同时，该系统还包含码分多址、伪随机序列的捕获和跟踪、数字调制与解调、位同步、帧同步提取、载波恢复、纠错编解码等众多功能，可以构成一个完整的移动通信系统。

具体实验内容有：

1） GOLD序列特性实验

2） GOLD序列的捕获和跟踪实验 3）扩频与解扩实验 4）载波提取实验

5） PSK调制与解调实验 6）位同步提取实验 7）帧同步提取实验 8）纠错编码实验

9） CDMA移动通信系统实验

2 系统实现

现代通信技术取得的突出成就之一就是CDMA（Code Division Multiple Access 码分多址）技术。由于CDMA技术可以处理多媒体数据业务的异步特性，可以提供比传统多址技术（如：TDMA（Time Division Multiple Access 时分多址）、FDMA （Frequency Division Multiple Access 频分多址））更高的容量，并且能够抵抗信道的频率选择性衰落，可以提供方便的多用户接入，所以公认它将作为第三代移动通信的主要技术。

CDMA系统按照扩张频谱方式的不同可分为： 1、直接序列扩频CDMA（DS-CDMA）：用待传信息信号与高速率的伪随机码序列相乘后，去控制射频信号的某个参量而扩展频谱。

2、跳频扩频CDMA（FH-CDMA）：数字信息与二进制伪随机码序列模二相加后，去离散地控制射频载波振荡器的输出频率，使发射信号的频率随伪随机码的变化而跳变。

3、跳时扩频CDMA（TH-CDMA）：跳时是用伪随机码序列来启闭信号的发射时刻和持续时间。发射信号的“有”、“无”同伪随机序列一样是伪随机的。

4、混合式：由以上三种基本扩频方式中的两种或多种结合起来，便构成了一些混合扩频，如FH/DS，DS/TH，FH/TH等。

其中，DS-CDMA系统是目前应用最广泛的一种扩频CDMA系统，被CDMA2000、WCDMA、TD-SCDMA等第三代移动通信系统采用，我们的实验系统就设计了一个完整的DS-CDMA系统，重点放在伪随机码的特性、扩频和解扩、同步和捕获等知识点上，同时也

具备码分多址、位同步、帧同步提取、载波恢复、纠错编解码等众多功能。 2.1 发射机的实现

其发射机实现框图如图1-1所示：

SIGN1S1-KPPSK1SIGN1信号PSK扩频1 置位发生器1调制器1第一路

GOLD1

GOLD1GOLD序列TX-CW 加法器置位发生器1(10.7M)

S2-KPPSK2SIGN2信号PSK SIGN2扩频2置位发生器2调制器2第二路

GOLD2

GOLD2GOLD序列置位发生器2

图1-1 CDMA系统发射机实现框图

功放TX

两路信息码均在发射机的CPLD中产生，周期为8，分别由两个8位拨码开关“SIGN1置位”和“SIGN2置位”进行置位。码速率1K/2K可变，由拨位开关“信码速率”控制，拨码开关拨上时码速率为2K，拨下时为1K。两路扩频码为在CPLD中产生的127位Gold序列，分别受两个8位开关“GOLD1置位”和“GOLD2置位”控制，可以任意改变。码速率100K/200K可变，由拨位开关“扩频码速率”控制，拨码开关拨上时码速率为200K，拨下时为100K。

两路信息码分别与Gold1和Gold2进行扩频后，再进行PSK调制。当拨位开关“第一路”连接、“第二路”断开时，发射机输出点“TX”输出的信号为SIGN1与GOLD1扩频调制后的信号。当拨位开关“第一路”断开、“第二路”连接时，发射机输出点TX输出的信号为SIGN2与GOLD2扩频调制后的信号。当两个拨位开关均连接时，发射机输出点TX输出的信号为两路信号的叠加。拨位开关“扩频”可对是否扩频进行选择，当拨码开关拨上时表示不对信息码进行扩频，拨下时扩频，这样便于对比观察是否扩频的PSK信号频谱。

另外，在发射机部分还可对SIGN1进行汉明编码和差分编码，当拨位开关“编码”拨上时“SIGN1”输出的是汉明编码的信号，“差分编码”输出差分编码后的信号；拨下时“SIGN1”和“差分编码”输出不编码的信号。8位拨码开关“误码”的作用是对汉明编码的信号人为设置误码，以检验汉明编码的纠错效果。

该部分各测试点的位置如图1-1所示，在图中标明及未标明的测试点分别表示：

SIGN1：第一路信息码输出点；当拨位开关“编码”拨上时，输出为SIGN1汉明编码并加入帧同步码（1110010）后的NRZ码，周期为21位，第一个7位为巴克码（1110010），第二个7位为SIGN1高四位经（7，4）汉明码编码后的数据，第三个7位为SIGN1低四位经（7，4）汉明码编码后的数据。同时，后两个7位的数据还受拨码开关“误码”的控制，当“误码”开关的2～8位中的某一位置高时，后两个7位的数据相应位取反。当拨位开关“编码”拨下时，输出8位未编码的NRZ码，码字与拨码开关“SIGN1置位”的设置一致。两者情况下码速率均受拨位开关“信码速率”控制，拨位开关拨上时码速率为2K，拨下时为1K。

差分编码：“SIGN1”差分编码后的信号输出点；当拨位开关“编码”拨上时 “差分

编码”输出差分编码后的信号；拨下时“差分编码”输出与“SIGN1”一致。

SIGN2：第二路信息码输出点；输出8位NRZ码，码字与拨码开关“SIGN2置位”的设置一致，码速率受拨位开关“信码速率”控制，拨位开关拨上时码速率为2K，拨下时为1K。

GOLD1：第一路扩频码输出点；输出127位的GOLD序列，码型为NRZ码，初始相位受拨位开关“GOLD1置位”控制，码速率受拨位开关“扩频码速率”控制，拨位开关拨上时码速率为200K，拨下时为100K。

GOLD2：第二路扩频码输出点；输出127位的GOLD序列，码型为NRZ码，初始相位受拨位开关“GOLD2置位”控制，码速率受拨位开关“扩频码速率”控制，拨位开关拨上时码速率为200K，拨下时为100K。

S1-KP：当拨位开关“扩频”拨下时为SIGN1与GOLD1扩频后的输出点，输出NRZ码，码速率由扩频码速率决定，拨位开关“扩频码速率”拨上时码速率为200K，拨下时为100K；当拨位开关“扩频”拨上时为SIGN1信号输出点（不扩频），输出与“SIGN1”一致。

S2-KP：当拨位开关“扩频”拨下时为SIGN2与GOLD2扩频后的输出点，输出NRZ码，码速率由扩频码速率决定，拨位开关“扩频码速率”拨上时码速率为200K，拨下时为100K。当拨位开关“扩频”拨上时为SIGN2信号输出点（不扩频），输出与“SIGN2”一致。

TX-CW：发射机10.7M载波信号输出点；输出10.7MHz的正弦波。 PSK1：“S1-KP”信号经过PSK调制后的输出点；输出载波为10.7M的PSK信号。 PSK2：“S2-KP”信号经过PSK调制后的输出点；输出载波为10.7M的PSK信号。 TX：发射机发射信号输出点；当拨位开关“第一路”连接、“第二路”断开时，输出经过功率放大后的PSK1信号；当拨位开关“第一路”断开、“第二路”连接时，输出经过功率放大后的PSK2信号；两个拨位开关同时连接时，输出为PSK1和PSK2叠加、放大后的信号；两个拨位开关同时断开时，输出为空。

S1-BS：SIGN1和SIGN2位同步信号输出点；输出为方波，频率受拨位开关“信码速率”控制，拨位开关拨上时频率为2KHz，拨下时为1KHz。

S1-FS：当拨位开关“编码”拨上时为SIGN1和SIGN2帧同步信号输出点，输出为脉冲波，频率受拨位开关“信码速率”控制，拨位开关拨上时频率为2/21KHz，拨下时为1/21KHz；当拨位开关“编码”拨下时输出为空。

G1-BS：GOLD1和GOLD2位同步信号输出点；输出为方波，频率受拨位开关“扩频码速率”控制，拨位开关拨上时频率为200K，拨下时为100K。

2.2 接收机的实现

接收机实现框图如图1-2所示：

载波提取

PSK解调汉明解码

TX1TX3RX 乘法器1BPF1包络检波1门限判决高放TX2

GD-TX

CQ1CQ2CQ3 乘法器2BPF2包络检波2

GD-CQVCO-C 超前1/2位减法器

ZH1ZH2ZH3 乘法器3BPF3包络检波3

VCOGD-ZH 滞后1/2位

GOLD序列扣码电路发生器3

判断是否停止扣码

GOLD3

置位

图1-2 CDMA系统接收机实现框图

接收机按电路实现的功能可分为四部分：扩频码的捕获和跟踪、载波提取、PSK解调和汉明解码。

2.2.1 扩频码的捕获和跟踪

在扩展频谱系统中，为了使接收端能够正确恢复信码，必须使接收端产生的解扩用的伪随机码和发送端的伪随机码同步。伪随机码的同步一般分两步进行。第一步是搜索和捕获伪随机码的初始相位，使与发端的码相位误差小于1bit，这就可保证解扩后的信号通过相关器后面的窄带中频滤波器，通常称这一步为初始同步或捕获；第二步是在初始同步的基础上，使码相位误差进一步减小，使所建立的同步保持下去，通常称这一步为跟踪。

常用的捕获方法有滑动相关法、前置同步码法、发射参考信号法、突发同步法和匹配滤波器同步法。在CDMA系统接收端，捕获的实现大多采用滑动相关法。本接收机也是采用滑动相关法，由图1-2中的TX（同相）支路和CPLD内部的扣码电路和PN码发生器构成滑动相关捕获电路，如图1-3所示。

接收到的信号与本地伪随机码相乘后再积分，即求出它们的互相关值，然后在门限检测器中某一门限值比较，以判断是否已捕获到有用信号。这里是利用伪随机码的相关特性，当两个相同的码序列相位上一致时，其相关值有最大的输出。一旦确认捕获完成，则捕获指示信号的同步脉冲控制搜索控制钟，调整伪随机码发生器产生的伪随机码的重复频率和相位，使之与收到的信号保持同步。

解调包络检波时钟扣码

解扩BPF门限判决PN码发生器图1-3 滑动相关捕获电路

实现跟踪也是利用伪随机码的相关特性实现的。一般采用延迟锁定环来实现。本接收机用图1-2中的CQ（超前）支路、ZH（滞后）支路、VCO和CPLD内部的PN码发生器电路构成延迟锁定环，如图1-4所示。

(t)

BPF包络检波＋∑(t)

－BPF包络检波

环路滤波

PN码压控发生器时钟

图1-4 延迟锁定环跟踪电路

输入信号与本地PN序列的超前和滞后序列作互相关运算，然后分别进行带通滤波，包

络检波，最后相减，得到误差函数。误差电压经过环路滤波，送到压控振荡器控制时钟频率的变化。这个时钟再推动本地PN序列发生器，产生本地PN序列的超前和滞后序列。

为了方便实验，我们在捕获电路的门限判决处加了一个旋转电位器“捕获”，用于改变比较的门限值，以捕捉有用信号，同时用发光二极管“捕获指示”的亮灭来判断是否已捕捉到有用信号。同时，在跟踪电路VCO处加了一个旋转电位器“跟踪”，用来调节VCO的压控信号的直流电平，增大接收机的时钟调节范围，使锁相更容易。

接收机的扩频码GOLD3受8位拨码开关“GOLD3置位”控制。因此，当“GOLD3置位”与“GOLD1置位”一致而与“GOLD2置位”不一致时，解调出的信息码SIGN1；当“GOLD3置位”与“GOLD2置位”一致而与“GOLD1置位”不一致时，解调出的信息码SIGN2。拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“解码”分别对应发射机的拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“编码”。

该部分各测试点的位置如图1-2所示，在图中标明及未标明的测试点分别表示： RX：接收机接收到的经过滤波放大后的信号。

GD-TX：接收机同相支路同相GOLD序列输出点；当接收机完成捕获和跟踪后，该点输出的GOLD序列应与发射机的GOLD序列同频同相。

TX1：接收机同相支路解扩后、滤波前信号输出点；当接收机完成捕获和跟踪后，该点

输出为解扩后的PSK信号。

TX2：接收机同相支路滤波后、检波前信号输出点。

TX3：接收机同相支路检波后信号输出点；当接收机捕获前输出GOLD序列的相关峰。 GD-CQ：接收机超前支路超前GOLD序列输出点；输出与GD-TX频率、码字一致，相位超前半个码元的GOLD序列。

CQ1：接收机超前支路解扩后、滤波前信号输出点。 CQ2：接收机超前支路滤波后、检波前信号输出点。

CQ3：接收机超前支路检波后信号输出点；当接收机捕获前输出GOLD序列的相关峰，相位比TX3滞后半个码元。

GD-ZH：接收机滞后支路超前GOLD序列输出点；输出与GD-TX频率、码字一致，相位滞后半个码元的GOLD序列。

ZH1：接收机滞后支路解扩后、滤波前信号输出点。 ZH2：接收机滞后支路滤波后、检波前信号输出点。

ZH3：接收机滞后支路检波后信号输出点；当接收机捕获前输出GOLD序列的相关峰，相位比TX3超前半个码元。

VCO-C：延迟锁定环中VCO控制信号输出点；当接收机捕获前输出延迟锁定环的鉴相特性。

G3-BS：GOLD3位同步信号输出点；输出为方波，频率受拨位开关“扩频码速率”控制，拨位开关拨上时频率为200K，拨下时为100K。 2.2.2 载波提取

当接收机采用同步解调或相干检测时，接收机需要提供一个与发射机调制载波同频同相的相干载波。这个相干载波的获取就称为载波提取，或称为载波同步。本接收机载波提取使用科斯塔斯环法，科斯塔斯环又称同相正交环，其原理框图如图1-5所示：

乘法器1

V3V5低通1 V1 输入已调信号V7输出压控环路乘法器3振荡器滤波器 90о相移 V2 V4V6 低通2乘法器2

图1-5 科斯塔斯环原理框图

在科斯塔斯环环路中，误差信号V7是由低通滤波器及两路相乘提供的。压控振荡器输

出信号直接供给一路相乘器，供给另一路的则是压控振荡器输出经90o移相后的信号。两路相乘器的输出V3 、V4均包含有调制信号，两者相乘以后可以消除调制信号的影响，经环路滤波器得到仅与压控振荡器输出和理想载波之间相位差有关的控制电压，从而准确地对压控振荡器进行调整，恢复出原始的载波信号

接收机载波提取电路的实现如图1-6所示：

乘法器1TX2调制信号输入低通1相乘1COS 90о相移COS10.7M滤波器压控振荡器VCO环路滤波器相乘3乘法器3低通2乘法器2相乘2图1-6 接收机载波提取电路实现框图

接收机接收到的扩频PSK信号经过解扩后，在TX1处得到PSK信号，经过带通滤波器到TX2，再送入载波提取电路得到相干载波COS。

在实验过程中，由于科斯塔斯环频率锁定范围较小，因此需要调节电位器 “频率调节”，使压控振荡器的自由振荡频率接近10.7MHz。同时，为观察PSK信号载波提取中易出现的“相位模糊（又称倒π）”现象，我们在科斯塔斯环输入处加入了一个拨位开关“调制信号输入”，反复断开-连接该开关，可以观察到提取的载波会出现0和π两种初始相位。

该部分各测试点的位置如图1-6所示，在图中标明及未标明的测试点分别表示：相乘1：“COS”信号与PSK信号相乘、滤波后输出点；当环路锁定后该点输出为PSK信号中包含的基带信号。

相乘2：SIN信号与PSK信号相乘、滤波后输出点。

相乘3：“相称1”信号与“相乘2”信号相乘后输出点。 VCO：环路中压控振荡器的控制信号。

COS：环路中压控振荡器输出信号滤波后的输出点；输出为正弦波，当环路锁定后该点输出频率与PSK的载波频率、相位一致。 2.2.3 PSK解调

接收机PSK解调使用相干解调方法，PSK相干解调的原理如图1-7所示：

解调信号调制信号带通滤波器相乘器低通滤波器抽样判决器输入输出

本地载波位同步信号

图1-7 PSK解调实现框图

PSK调制信号先经过带通滤波器，然后调制信号经过乘法器与载波信号相乘后，去掉了调制信号中的载波成分，再经过低通滤波器去除高频成分，得到包含基带信号的低频信号，对此信号进行抽样判决，就可以得到基带信号了。

接收机PSK解调电路实现框图如图1-8所示：

其中，乘法器和低通滤波器与载波提取电路的科斯塔斯环中的乘法器1和低通1为同一电路，整形（比较）电平可通过旋转电位器“整形”改变。

该部分各测试点的位置如图1-8所示，在图中标明及未标明的测试点分别表示： TX1：同捕获和跟踪电路中的“TX1”。 TX2：同捕获和跟踪电路中的“TX2”。 COS：同载波提取电路中的“COS”。整形前：同载波提取电路中的“相乘1”。

整形电平：对“整形前”信号进行整形（判决）的直流电平。

整形后：对“整形前”信号进行整形（判决）后得到的信号，应与发射机“差分编码”（接收第一路信号时）一致（当干扰较大时，会有一定误码存在）。

BS：接收机提取位同步信号输出点；输出为方波，频率应与发射机位同步信号（S1-BS）频率一致（当干扰较大时，位同步信号频率会有一定的跳变）。

判决后：对 “整形后”信号利用接收机提取的位同步信号进行抽样判决后得到的信号，应与发射机“差分编码”（接收第一路信号时）一致（存在延迟，当干扰较大时，还会有一定误码存在，但误码率较“整形后”的误码率小）。 2.2.4 汉明解码

接收机汉明解码电路实现框图如图1-9所示“

DECODE逆差分汉明

解码

帧同步提取

图1-9 接收机汉明解码电路实现框图

TX1(已调信号)带通滤波器TX2乘法器低通滤波器整形前整形整形后抽样判决BS位同步提取判决后COS(相干载波)整形电平图1-8 接收机PSK解调电路实现框图

其中帧同步提取、汉明解码分别由单片机ATC2051（U211、U212）完成。该部分各测试点的位置如图1-9所示，在图中标明及未标明的测试点分别表示：

逆差分：拨位开关“解码”拨上时为“判决后”信号经过逆差分（差分译码）后的信号输出点。输出应与发射机“SIGN1”（接收第一路信号时）一致（存在延迟）。拨位开关“解码”拨下时输出为零。

FS：接收机提取帧同步信号输出点；输出为窄脉冲，频率应与发射机帧同步信号（S1-FS）频率一致。

假识别：接收机提取帧同步时假识别信号输出点；输出为窄脉冲，当判决后的信号一

个周期（21位）只包含一个帧同步码（1110010）时，输出与“FS”一致，当判决后的信号一个周期包含两个帧同步码时，其频率是“FS”信号频率的两倍。

DECODE：拨位开关“解码”拨上时为接收机对SING1汉明编码后的解码信号输出点；码字应与发射机拨码开关“SIGN1置位”的设置一致。拨位开关“解码”拨下时输出为零。注意，由于我们仅对发射机的第一路信号进行了汉明编码和差分编码，因此接收机也仅能对第一路信号进行汉明解码和差分译码。

第二章 CDMA实验

实验一 GOLD序列特性实验

一、实验目的

1．掌握GOLD序列的特点。

2．了解GOLD序列在直接扩频通信中所起的作用。

二、实验内容

1．观察GOLD序列的波形（频谱）。

2．观察GOLD序列的自相关和互相关特性。

三、预备知识

1．GOLD序列的产生方法。 2．伪随机序列的特点。

四、实验器材

1．CDMA移动通信原理实验箱 2．20M双踪示波器 3．频谱分析仪或带FFT功能的数字示波器（选配）

一台一台一台

五、实验原理

1．伪随机序列

工程上常用二元{0，1}序列来产生伪噪声码。它具有如下特点：（1）每一周期内“0”和“1”出现的次数近似相等。

（2）每一周期内，长度为n比特的游程出现的次数比长度为n+1比特的游程出现的次

数多一倍。（游程是指相同码元的码元串）

（3）序列具有双值自相关函数，即：

当＝01kR()－当1p1

p （2.1-1）

在（2.1-1）式中，p为二元序列周期，又称码长，k为小于p的整数，τ为码元延时。

2．m序列

二元m序列是一种基本的伪随机序列，有优良的自相关函数，易于产生和复制，在扩频

技术中得到了广泛的应用。长度为2-1位的m序列可以用n级线性移位寄存器来产生。如图2.1-1所示：

模二加法器

图2.1-1 线性移位寄存器

m序列的特性如下

n－－

（1）在每一周期p= 2-1内，“0”出现2n1-1次，“1”出现2n1次，“1”比“0”多

出现一次。

－

（2）在每一周期内共有2n1个元属游程，其中“0”的游程和“1”的游程数目各占

一半。并且，对n>2，当1≤k≤n-1时，长为k的游程占游程总数的1/ 2 k，其中“0”的游程和“1”的游程各占一半。长为n–1的游程只有一个，为“0”的游程；长为n的游程也只有一个，为“1”的游程。

（3） m序列（a k）与其位移序列（ak）的模二和仍然是m序列的另一位移序列（ak），

即：

akakak

（4） m序列的自相关函数为：

当＝011R()当0pmodpmodp

（2.1-2）

3．Gold序列

虽然m序列有优良的自相关特性，但是使用m序列作CDMA（码分多址）通信的地址码时，其主要问题是由m序列组成的互相关特性好的互为优选的序列集很小。对于多址应用来说，可用的地址数太少了。而Gold序列具有良好的自、互相关特性，且地址数远远大于m序列的地址数，结构简单，易于实现，在工程上得到了广泛的应用。

Gold序列是m序列的复合码，它是由两个码长相等、码时钟速率相同的m序列优选对模二和构成的。其中m序列优选对是指在m序列集中，其互相关函数最大值的绝对值最接近或达到互相关值下限（最小值）的一对m序列。这里我们定义优选对为：设A是对应于n级本原多项式f（x）所产生的m序列，B是对应于n级本原多项式g（x）所产生的m序列，当他们的互相关函数满足：

1n2n为奇数 Ra,b(k)2n21221n为偶数，n不是4的整数倍数（2.1-3）

则f（x）和g（x）产生的m序列A和B构成一对优选对。

在Gold序列的构造中，每改变两个m序列相对位移就可得到一个新的Gold序列。当相对位移2－1比特时，就可得到一族（2－1）个Gold序列。再加上两个m序列，共有（2＋1）

个Gold序列。由优选对模二和产生的Gold族2－1个序列已不再是m序列，也不具有m序列的游程特性。但Gold码族中任意两序列之间互相关函数都满足（2.1-3）式。由于Gold码的

这一特性，使得码族中任一码序列都可作为地址码，其地址数大大超过了用m序列作地址码的数量。所以Gold序列在多址技术中得到了广泛的应用。

产生Gold序列的结构形式有两种，一种是串联成级数为2n级的线性移位寄存器；另一种是两个n级并联而成。图2.1-2和图2.1-3分别为n＝6级的串联型和并联型结构图。其本原多项式分别为：fxxx1,gxxxxx1。这两种结构是完全等效的，它

6652们产生Gold序列的周期都是p21。

nx1x2x3x4x5x6x7x8x9x10x11x12

图2.1-2 串联型Gold序列发生器

x1x2x3x4x5x6f（x）=1+x+x6g（x）=1+x+x2+x5+x6x1x2x3x4x5x6 图2.1-3 并联型Gold序列发生器

Gold序列的自相关特性见图2.1-4。

图2.1-4 Gold序列的自相关特性

4．实验系统

在本实验系统中使用Gold序列作为实现扩频的伪随机码，在发送端将信息序列与Gold序列相乘。在实验箱中有三个8位拨码开关“GOLD1置位”、“GOLD2置位”和“GOLD3置位”，他们分别用来设置发送和接收端产生的Gold序列是同一个Gold序列族中的哪一个。上面已经提到Gold序列是由两个互为优选对的m序列相异或产生的，8位拨码开关用于设定其中一个m序列的相位，通过拨动开关设定m序列的不同相位，两个m序列相异或所产生的Gold序列将不同。因此，当“GOLD3置位”与“GOLD1置位”一致而与“GOLD2置位”不一致时，解调出的信息码SIGN1；当“GOLD3置位”与“GOLD2置位”一致而与“GOLD1置位”不一致时，解调出的信息码SIGN2。由此同学可以体会码分多址通信是如何实现的。

六、实验步骤

1. 安装好发射天线和接收天线。

2. 插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再按下开关POWER100、POWER101、

POWER200和POWER201，对应的发光二极管LED100、LED101、LED200和LED201发光，CDMA系统的发射机和接收机均开始工作。 3. 发射机拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“扩频”、“编码”均拨下，接收机拨位开

关“信码速率”、“扩频码速率”、“跟踪”、“解码”均拨下。此时系统的信码速率为1Kbit/s，扩频码速率为100Kbit/s。 4. 观察Gold序列

① 拨动拨码开关“GOLD1置位”，设置GOLD1序列的初始相位，按“发射机复位”

键。

② 用示波器观察测试点“GOLD1”处的波形。改变拨位开关“扩频码速率”的设置，

按“发射机复位”键，再观察“GOLD1”处的波形。

③ （选做）用带FFT功能的数字或虚拟示波器观察“GOLD1”处的频谱。改变拨位

开关“扩频码速率”的设置，按“发射机复位”键，再观察“GOLD1”处的频谱。 ④ （选做）将拨码开关“SIGN1置位”设置为全1，用频谱仪（或带FFT功能的数字

或虚拟示波器）观察“PSK1”处的频谱。将拨位开关“扩频码速率”拨下，改变拨位开关“扩频码速率”的设置，按“发射机复位”键，再观察“PSK1”处的频谱。说明1：将“SIGN1置位”设置为全1时，“S1-KP”处输出的信号即为GOLD1，则“PSK1”处的频谱即为GOLD1进行PSK调制后的频谱，它与GOLD1的频谱形状一致，只是频谱向上搬移了10.7M（PSK载波频率）。由于一般的频谱仪无法观察频率较低的信号，为观察完整的GOLD1的波形，须将其搬移到较高的频段。如果使用带FFT的功能的数字或虚拟示波器则可直接观察“GOLD1”处的频谱。

说明2：用频谱仪观察“PSK1”处的频谱，应将频谱仪的中心频率设置为10.7M，扫描带宽设置为1M。

5. 观察Gold序列的自相关和互相关特性

① 将拨位开关恢复到实验步骤3要求的设置，按“发射机复位”键。

② 将拨位开关“第一路”连接，拨位开关“第二路”断开，此时发射机输出GOLD1

为扩频码的第一路扩频信号。

③ 将拨码开关“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”一致，按“接收机复位”键。 ④ 逆时针将“捕获”电位器旋到底，“捕获指示”灯灭。

⑤ 用示波器测“TX3”处波形，该波形即为Gold序列的自相关特性。

⑥ 将“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”不同，按“接收机复位”键。 ⑦ 用示波器测“TX3”处波形，该波形即为Gold序列的互相关特性。

说明3：用示波器观察Gold序列的自相关波形时，为观察到稳定的信号，应以Gold序列自相关特性波形的上半部分触发，如下图所示：触发电平

另外，由于该波形频率很低，在示波器上观察可能存在闪烁，此为正常现象。

七、实验思考题

1．扩频通信利用了Gold序列的自相关和互相关性的什么特点？

2．（选做）实验步骤4-④可以观察到什么现象，这种现象说明了什么问题？ 3．扩频通信中除了m序列和GOLD序列外，还有哪些伪随机序列？

八、实验报告要求

1．分析m序列和GOLD序列的产生方法，找出二者的关系。

2．根据实验记录，画出GOLD序列的自相关和互相关特性曲线，并做具体分析。 3．对实验思考题加以分析，并给出相应答案。

实验二 GOLD序列的捕获与跟踪实验

一、实验目的

1．了解滑动相关捕获的原理。 2．了解延迟锁定同步法的原理。 3．了解扩频码的捕获和跟踪原理。

二、实验内容

1．观察滑动相关电路各点波形（频谱），理解滑动相关电路的工作原理。 2．观察延迟锁定电路各点波形（频谱），理解延迟锁定电路的工作原理。 3．观察扩频码的捕获和跟踪过程。

三、预备知识

1．同步的基本概念。 2．滑动相关的基本原理。 3．延迟锁定的基本原理。

四、实验器材

1．CDMA移动通信原理实验箱 2．20M双踪示波器

一台一台

五、实验原理

1．同步的基本概念

同步是通信系统中一个重要的实际问题。当采用同步解调或相干解调时，接收端需要一个与发射端调制载波同频同相的相干载波。这个相干载波的获取就称为载波同步。

数字通信中，除了有载波同步的问题外，还有位同步的问题。因为信息是一串相继的信号码元的序列，解调时常需知道每个码元的起止时刻。抽样判决的时刻应位于码元的终止时刻。因此接收端必须产生一个用作抽样判决的定时脉冲序列，它和接收码元的终止时刻应对齐。我们把在接收端产生与接收码元的重复频率和相位一致的定时脉冲序列的过程称为码元同步或位同步。

数字通信中的信息数字流总是用若干码元组成一个“字”，又用若干个“字”组成一“句”。因此，在接收这些数字流时，同样也必须知道这些“字”、“句”的起止时刻。在接收端产生与“字”、“句”起止时刻相一致的定时脉冲序列，称为“字”同步和“句”同步，统称为群同步或帧同步。

同步系统性能的降低，会直接导致通信系统性能的降低，甚至使通信系统不能工作。在扩展频谱通信系统中，接收端一般有两类不确定的因素，就是码相位和载波频率的不确定性，扩频接收机要能够正常工作，这两个问题都必须解决。码相位的分辨力必须远小于1bit；载波中心频率的分辨能力必须使解扩后的信号落在相关滤波器频率范围内，并且本地载波频率始终对准输入信号载波频率，以便使解调器能正常工作。

若发射机和接收机中均使用精确的频率源，可以消除大部分码时钟相位和载波频率的不确定性，但不能完全克服由于多普勒频率引起的载波和码速率的偏移。收发信机作相对移动时，也会引起相对码相位的变化。固定位置的收发信机也会由于电波传播中的多径效应而引

起码相位、载波中心频率相位的延迟造成同步的不确定性。

同时，由于一般通信系统中的频率源并不像我们所希望的那样稳定，频率源的不稳定对接收系统正常工作的影响亦不可忽略。在扩展频谱系统中频率源不稳定引起时钟速率的偏移要积累在码相位偏移上。对于码速率为1Mb/s的码发生器，当时钟稳定度为10-5时，将产生10bit/s的累积码元偏差，一小时就会引起码元漂移36000bit。 2．扩频码的捕获和跟踪在扩展频谱系统中，为了使接收端能够正确恢复信码，必须使接收端产生的解扩用的伪随机码和发送端的伪随机码同步。伪随机码的同步一般分两步进行。第一步是搜索和捕获伪随机码的初始相位，使与发端的码相位误差小于1bit，这就可保证解扩后的信号通过相关器后面的窄带中频滤波器，通常称这一步为初始同步或捕获；第二步是在初始同步的基础上，使码相位误差进一步减小，使所建立的同步保持下去，通常称这一步为跟踪。 2.1 捕获

常用的捕获方法有滑动相关法、前置同步码法、发射参考信号法、突发同步法和匹配滤波器同步法。在CDMA系统接收端，捕获的实现大多采用滑动相关法。

若使接收端伪随机序列发生器以不同于发送端的码速率工作，这就相当于两个码组间相对滑动，一旦发现两个码组相位符合（即同步）时，立即使滑动停止。在实际系统中，两码组间的相对滑动并不是使两码组的码速率不同而获得，而是通过使接收机时钟周期性地移动一个相位增量而实现的。对于伪随机码组，由于它具有良好的相关性能，当相对滑动的结果使两码组的相位符合时，相关器的输出有尖峰值出现。此时就判断捕获完成。滑动相关法的原理见图2.2-1。

解调解扩BPF包络检波时钟PN码发生器扣码门限判决

图2.2-1 滑动相关捕获原理

实现跟踪也是利用伪随机码的相关特性实现的。一般采用延迟锁定环来实现。当接收到的信号和本地的PN序列达到同步以后，我们就说时间参考已经建立。延迟锁定环是通过一非线性的反馈环路来实现输出信号对输入信号的跟踪和同步作用。延迟锁定技术是使本地PN序列发生器跟踪或锁定于外来的PN序列。两个PN序列在时延上的差别需要通过相关运算来监视：如果两个PN序列的相位相同，则有最大的相关输出，反之如果相位不同，则输出很小。

(t)BPF包络检波(t)BPF包络检波＋∑－环路滤波PN码发生器

压控时钟图2.2-2 PN码的跟踪原理

由图2.2-2可见，输入信号与本地PN序列的超前和滞后序列作互相关运算，然后分别进行带通滤波，包络检波，最后相减，得到误差函数。误差电压经过环路滤波，送到压控振荡器控制时钟频率的变化。这个时钟再推动本地PN序列发生器，产生本地PN序列的超前和滞后序列。本地PN序列发生器的级数和反馈逻辑与发射方相同。延时锁定环路的鉴相特性曲线，如图2.2-3所示。

图2.2-3 延迟锁相环的鉴相特性

六、实验步骤

1. 安装好发射天线和接收天线。

2. 插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再按下开关POWER100、POWER101、

关“信码速率”、“扩频码速率”、“跟踪”、“解码”均拨下。此时系统的信码速率为1Kbit/s，扩频码速率为100Kbit/s。

4. 将拨位开关“第一路”连接，拨位开关“第二路”断开，此时发射机输出GOLD1为扩

频码的第一路扩频信号。

5. 将拨码开关“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”一致，按“发射机复位”键和“接

收机复位”键。

6. 逆时针将“捕获”电位器旋到底，“捕获指示”灯灭。

7. 顺时针将“跟踪”电位器旋到底，用示波器测“VCO-C”处波形，该波形即为延迟锁相

环的鉴相特性曲线。

说明1：用示波器观察“VCO-C”处的波形时，为观察到稳定的信号，应将示波器的触发电平设置在波形的上半部分或下半部分触发，如下图所示：

触发电平

或另外，由于该波形频率很低，在示波器上观察可能存在闪烁，此为正常现象。 8. 顺时针将“捕获”电位器旋到底，“捕获指示”灯亮。用示波器双踪分别观察“G1-BS”

和“G3-BS”处的波形，调节“跟踪”电位器，使两者波形相对移动尽可能缓慢或静止。 9. 逆时针将“捕获”电位器旋到底，再顺时针缓慢旋转，直到“捕获指示”灯刚好变亮，

按下“接收机复位”键时“捕获指示”灯灭，松开“接收机复位”键时“捕获指示”灯亮，则“捕获”电位器调节正确。

10. 用示波器双踪分别观察“G1-BS”和“G3-BS”处的波形，调节“跟踪”旋钮，直到二

个波形完全一致，没有相差为止。此时表明接收机的Gold序列和发射机的Gold序列在相位与码速率上都一致。

11. 用示波器双踪分别观察“GOLD1”和“GD-TX”处的波形，二者的波形应完全一致。

说明2：由于本系统的Gold序列频率较高，且周期很长，模拟双踪示波器应在“断续（CHOP）”模式下比较“GOLD1”和“GD-TX”处的波形，如果在“交替（ALT）”模式下即使两者输出波形一致，观察结果也可能不一致。数字示波器则不存在该问题。

七、实验思考题

1．延迟锁相环在扩频通信中的主要作用是什么？

2．捕获与跟踪各自的作用是什么？它们有先后顺序吗？捕获与跟踪的具体步骤是什么？ 3．在接收机尚未完成捕获和跟踪时，观察“ZH3”和“CQ3”处的波形，并结合图1-2分析延迟锁相环的鉴相特性是如何产生的？

八、实验报告要求

1．分析捕获与跟踪的工作原理，画出各自的实现框图。

2．根据实验测试记录，画出相关峰和延迟锁相环鉴相特性的波形图。 3．对实验思考题加以分析，给出相应答案。

实验三扩频与解扩实验

一、实验目的

1．了解扩频的基本原理。 2．理解扩频增益的概念。

二、实验内容

1．观察基带信号扩频前后波形（频谱）。 2．观察扩频前后PSK调制的波形（频谱）。

三、预备知识

1．了解扩频的基本原理。 2．了解扩频的基本实现方法。 3．了解扩频增益的概念。

四、实验器材

1． CDMA移动通信原理实验箱 2． 20M双踪示波器 3．频谱分析仪或带FFT功能的数字示波器（选用）

一台一台一台

五、实验原理

扩展频谱通信系统是指将待传输信息的频谱用某个特定的扩频函数扩展后成为宽频带信号，送入信道中传输。在接收端利用相应手段将信号解压缩，从而获取传输信息的通信系统。也就是说在传输同样信息时所需的射频带宽，远比我们已熟知的各种调制方式要求的带宽要宽得多。扩频带宽至少是信息带宽的几十倍甚至几万倍。信息不再是决定调制信号带宽的一个重要因素，其调制信号的带宽主要由扩频函数来决定。

这一定义包括以下三方面的意思：

1、信号频谱被展宽了。在常规通信中，为了提高频率利用率，通常都是采用大体相当带宽的信号来传输信息，即在无线电通信中射频信号的带宽和所传信息的带宽是属于同一个数量级的，但扩频通信的信号带宽与信息带宽之比则高达100～1000，属于宽带通信，原因是为了提高通信的抗干扰能力，这是扩频通信的基本思想和理论依据。扩频通信系统扩展的频谱越宽，处理增益越高，抗干扰能力就越强。

2、采用扩频码序列调制的方式来展宽信号频谱。由信号理论知道，脉冲信号宽度越窄，其频谱就越宽，信号的频带宽度和脉冲宽度近似成反比，因此，越窄的脉冲序列被所传信息调制，则可产生很宽频带的信号。扩频码序列就是很窄的脉冲序列。

3、在接收端用与发送端完全相同的扩频码序列来进行解扩。扩频技术的理论依据定性的讨论有以下几点：

首先，扩频技术的理论基础可用香农信道容量公式来描述：

CWlog2(1S/N)

式中：C为信道容量；

W为系统传输带宽；

S/N为传输系统的信噪比。

该公式表明，在高斯信道中当传输系统的信噪比S/N下降时，可用增加系统传输带宽W的办法来保持信道容量C不变。对于任意给定的信噪比可以用增大传输带宽来获得较低的信息差错率。扩频技术正是利用这一原理，用高速率的扩频码来达到扩展待传输的数字信息带宽的目的。故在相同的信噪比条件下，具有较强的抗噪声干扰的能力。

香农指出：在高斯噪声干扰下，在限平均功率的信道上，实现有效和可靠通信的最佳信号是具有白噪声统计特性的信号。目前人们找到的一些伪随机序列的统计特性逼近于高斯白噪声的统计特性。使用于扩频系统中，可以使得所传输信号的统计特性逼近于高斯信道要求的最佳信号形式。

早在50年代，哈尔凯维奇就从理论上证明：要克服多径衰落干扰的影响，信道中传输的最佳信号形式也应该是具有白噪声统计特性的信号形式。由于扩频函数逼近白噪声的统计特性，因此扩频通信又具有抗多径干扰的能力。

常用的扩展频谱方式可分为：

1、直接序列扩频CDMA（DS-CDMA）：用待传信息信号与高速率的伪随机码序列相乘后，去控制射频信号的某个参量而扩展频谱。

3、跳时扩频CDMA（TH-CDMA）：跳时是用伪随机码序列来启闭信号的发射时刻和持续时间。发射信号的“有”、“无”同伪随机序列一样是伪随机的。

4、混合式：由以上三种基本扩频方式中的两种或多种结合起来，便构成了一些混合扩频，如FH/DS，DS/TH，FH/TH等。

在本实验中我们采用的是直接序列扩频。

图2.3-1和2.3-2分别是扩频前后PSK信号的频谱。

图2.3-1 扩频前PSK信号的频谱

图2.3-2 扩频后PSK信号的频谱

通过对比可以发现PSK信号的频谱大大展宽了。图2.3-3为直接序列扩频的示意图：信息码元相乘调制信道相乘解调信息码元PN码本振图2.3-3 直接序列扩频

PN码相干载波直接序列扩频通信的过程是将待传送的信息码元与伪随机序列相乘，在频域上将二者的频谱卷积，将信号的频谱展宽，展宽后的频谱呈窄带高斯特性，经载波调制之后发送出去。在接收端，一般首先恢复同步的伪随机码，将伪随机码与调制信号相乘，这样就得到经过信息码元调制的载波信号，再作载波同步，解调后得到信息码元。

我们采用“扩频增益”GP的概念来描述扩频系统抗干扰能力的优劣，其定义为解扩接收机输出信噪比与其输入信噪比的比值，即：

GP输出信噪比

输入信噪比它表示经扩频接收处理之后，使信号增强的同时抑制输入到接收机的干扰信号能力的大小。越大，则抗干扰能力愈强。在直接序列扩频通信系统中，扩频增益GP为：

扩频码速率GP10lg

信息码速率 从上式中可以看到，提高扩频码速率或者降低信息码速率都可以提高扩频增益。

六、实验步骤

1. 安装好发射天线和接收天线。

2. 插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再按下开关POWER100、POWER101、

关“信码速率”、“扩频码速率”、“跟踪”、“解码”均拨下。此时系统的信码速率为1Kbit/s，扩频码速率为100Kbit/s。

4. 观察基带信号扩频前后波形（频谱）变化的实验

① 将“SIGN1置位”设置成不为全0或全1的码字，设置“GOLD1置位”。用示波器

分别观察“SIGN1”和“S1-KP”的波形，并做对比。

② （选做）用带FFT功能的数字示波器分别观察“SIGN1”和“S1-KP”的频谱，并

做对比。

③ 分别改变发射机的信码速率和扩频码速率，重复上一步骤。 5. （选做）观察扩频前后PSK调制频谱的实验

① 码字设置不变，将“扩频”开关拨下，用频谱仪观察“PSK1”的频谱。

② 将“扩频”开关拨上，观察“PSK1”的频谱，并与实验步骤5-①中的结果比较。 ③ 分别改变发射机的信码速率和扩频码速率，重复上述步骤。说明：改变拨位开关后，应按复位键。 6. 解扩实验

① 将拨位开关恢复到实验步骤3要求的设置，按“发射机复位”键。

② 将拨位开关“第一路”连接，拨位开关“第二路”断开，此时发射机输出GOLD1

为扩频码的第一路扩频信号。

③ 将拨码开关“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”一致，按“接收机复位”键。 ④ 根据实验二步骤8～11的方法，调节“捕获”和“跟踪”旋钮，使接收机与发射机

GOLD码完全一致，此时“TX2” 处输出即为解扩后的PSK信号。 ⑤ 用示波器双踪分别观察 “SIGN1”和“TX2”处的波形。

⑥ （选做）用频谱仪观察“TX2”处的频谱，并与实验步骤5中的结果比较。

七、实验思考题

1．当“SIGN1设置”拨码开关全部设为全1或全0时，比较“S1-KP”与“GOLD1”信

号波形，并分析出现这种现象的原因。

2．目前商用的CDMA系统是采用的哪种扩频方式？查找相关资料画出该系统的组成框

图。

3．实验步骤5-③中分别改变发射机的信码速率和扩频码速率，“PSK1”处扩频前后的频

谱分别发生了什么样的变化，说明了什么问题？

八、实验报告要求

1．分析直接扩频电路的工作原理，并用框图表示其实现的方法。

2．根据实验测试记录，画出各测量点的频谱图和波形图，并根据实验步骤中的要求做对

比，分析频谱的变化情况。

3．对实验思考题加以分析，并按照要求做出答案。

实验四载波提取实验

一、实验目的

1．掌握用科斯塔斯（Costas）环提取相干载波的原理与实现方法。 2．了解相干载波相位模糊现象的产生原因。

二、实验内容

1．观察科斯塔斯环提取相干载波的过程。 2．观察相干载波相位模糊现象，并做分析。

三、预备知识

1．载波提取的原理及实现方法。

2．科斯塔斯（Costas）环提取相干载波的原理与实现方法。

四、实验器材

1． CDMA移动通信原理实验箱 2． 20M双踪示波器

一台一台

五、实验原理

当采用同步解调或相干检测时，接收端需要提供一个与发射端调制载波同频同相的相干载波。这个相干载波的获取就称为载波提取，或称为载波同步。提取载波的方法一般分为两类：一类是在发送有用信号的同时，在适当的频率位置上，插入一个（或多个）称作导频的正弦波，接收端就由导频提取出载波，这类方法称为插入导频法；另一类是不专门发送导频，而在接收端直接从发送信号中提取载波，这类方法称为直接法。下面就重点介绍直接法的两种方法。

1、平方变换法和平方环法

设调制信号为m(t)，m(t)中无直流分量，则抑制载波的双边带信号为

s(t)m(t)cosct

接收端将该信号进行平方变换，即经过一个平方律部件后就得到

m2(t)12e(t)m(t)cosctm(t)cos2ct （2.4-1）

2222由式（2.4-1）看出，虽然前面假设了m(t)中无直流分量，但m2(t)中却有直流分量，而e(t)表示式的第二项中包含有2ωc频率的分量。若用一窄带滤波器将2ωc频率分量滤出，再进行二分频，就获得所需的载波。根据这种分析所得出的平方变换法提取载波的方框图如

图2.4-1所示。若调制信号m(t)＝±1，该抑制载波的双边带信号就成为二相移相信号，这时

e(t)[m(t)cosct]2

输入已调信号平方律部件

11cos2ct （2.4-2） 22滤波输出 e(t) 2fc窄带滤波器二分频图2.4-1 平方变换提取载波

因而，用图2.4-1所示的方框图同样可以提取出载波。

由于提取载波的方框图中用了一个二分频电路，故提取出的载波存在180°的相位模糊问题。对移相信号而言，解决这个问题的常用方法是采用相对移相。

平方变换法提取载波方框图中的2fc窄带滤波器若用锁相环代替，构成如图2.4-2所示的方框图，就称为平方环法提取载波。由于锁相环具有良好的跟踪、窄带滤波和记忆性能，平方环法比一般的平方变换法具有更好的性能。因此，平方环法提取载波应用较为广泛。

输入已调平方律信号部件滤波二分频输出鉴相器环路滤波器压控振荡器锁相环

图2.4-2 平方环法提取载波

2、科斯塔斯环法

本实验是采用科斯塔斯环法提取同步载波的。科斯塔斯环又称同相正交环，其原理框图如下：

乘法器1 V3V5低通1

V7输出输入已调信号压控环路乘法器3振荡器滤波器 90о相移 V2

V4V6低通2

乘法器2

图2.4-3 科斯塔斯环原理框图

在科斯塔斯环环路中，误差信号V7是由低通滤波器及两路相乘提供的。压控振荡器输出信号直接供给一路相乘器，供给另一路的则是压控振荡器输出经90o移相后的信号。两路相乘器的输出均包含有调制信号，两者相乘以后可以消除调制信号的影响，经环路滤波器得到仅与压控振荡器输出和理想载波之间相位差有关的控制电压，从而准确地对压控振荡器进行调整，恢复出原始的载波信号。

现在从理论上对科斯塔斯环的工作过程加以说明。设输入调制信号为m(t)cosct，则

1m(t)[coscos(2ct)] （2.4-3） 21v4m(t)cosctsin(ct)m(t)[sinsin(2ct)] （2.4-4）

2v3m(t)cosctcos(ct)经低通滤波器后的输出分别为：

v51m(t)cos 21v6m(t)sin

2（2.4-5）

将v5和v6在相乘器中相乘，得，

1v7v5v6m2(t)sin2

8（2.4-5）中θ是压控振荡器输出信号与输入信号载波之间的相位误差，当θ较小时，

v712m(t) 4 （2.4-6）

（2.4-6）中的v7大小与相位误差θ成正比，它就相当于一个鉴相器的输出。用v7去调整压控振荡器输出信号的相位，最后使稳定相位误差减小到很小的数值。这样压控振荡器的输出就是所需提取的载波。

六、实验步骤

1．安装好发射天线和接收天线。

2．插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再按下开关POWER100、POWER101、

POWER200和POWER201，对应的发光二极管LED100、LED101、LED200和LED201发光，CDMA系统的发射机和接收机均开始工作。 3．发射机拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“扩频”、“编码”均拨下，接收机拨位

开关“信码速率”、“扩频码速率”、“跟踪”、“解码”均拨下。此时系统的信码速率为1Kbit/s，扩频码速率为100Kbit/s。

4．将“SIGN1置位”设置成不为全0或全1的码字。将拨位开关“第一路”连接，拨位

开关“第二路”断开，此时发射机输出GOLD1为扩频码的第一路扩频信号。将拨码开关“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”一致。

说明：为了便于提取不同相位的载波，应将“SIGN1置位”设置为0、1个数相等。 5．根据实验二中步骤8～11的方法，调节“捕获”和“跟踪”旋钮，使接收机与发射机

GOLD码完全一致。

6．将拨位开关“调制信号输入”拨上，用示波器双踪同时观察发射机测试点“TX-CW”

与接收机测试点“COS”的输出波形，调节“频率调节”电位器，使两路信号相对静止。

7．按“接收机复位”键，用示波器观察“相乘1”处波形，微调 “频率调节”电位器使

该波形中叠加的噪声最小，此时“COS”点输出的信号就是从输入的PSK调制信号中

提取出来的载波。

8．用示波器双踪同时观察发射机测试点“TX-CW”与接收机测试点“COS”的输出波形，

反复按“接收机复位”键，可以观察到两路正弦波的相对相位会发生180°的变化，此即相位模糊现象，也称为倒π现象。 9．为确认哪种相位是正确的相关载波的相位，可以用示波器观察接收机测试点“相乘1”，

并与“SIGN1”处波形比较。当两点输出波形一致时，“COS”点输出的信号相位是正确的；当两点输出波形反相时，“COS”点输出的信号相位是反相的。 10．分别观察“COS”点输出的信号相位正确和反相时科斯塔斯环各测试点（“相乘1”、

“相乘2”、“相乘3”、“VCO”和“COS”）的波形，并与理论分析结果对比。 11．旋转“频率调节”电位器，观察科斯塔斯环各测试点（“相乘1”、“相乘2”、

“相乘3”、“VCO”和“COS”）在环路“失锁-锁定”过程中的变化。

七、实验思考题

1．简述科斯塔斯环法提取同步载波的工作过程。

2．提取同步载波的方法除了科斯塔斯环法外，还有什么方法？试设计该电路并分析其工

作过程。

3．试简要说明相位模糊现象出现的原因，及有何克服方法。

八、实验报告要求

1．分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。

2．根据实验测试记录，在坐标纸上画出各测量点的波形图。 3．对实验思考题加以分析，并按照要求做出答案。

实验五 PSK调制与解调实验

一、实验目的

1．掌握绝对码、相对码的概念以及它们之间的变换关系和变换方法。 2．掌握2PSK、2DPSK信号的频谱特性。 3．掌握2PSK、2DPSK相干解调的原理。 4．理解2PSK、2DPSK之间的差别。

二、实验内容

1．观察2PSK、2DPSK信号的波形（频谱）。 2．观察2PSK、2DPSK相干解调器各点波形。

三、预备知识

1．2PSK、2DPSK调制原理。 2．2PSK、2DPSK解调原理。

四、实验器材

1．CDMA移动通信原理实验箱 2．20M双踪示波器 3．频谱分析仪（选配）

一台一台一台

五、实验原理

1．2PSK调制原理

2PSK信号是用载波相位的变化表征被传输信息状态的，通常规定0相位载波和π相位载波分别代表传1和传0，其时域波形示意图如图2.5-1所示。

设二进制单极性码为an，其对应的双极性二进制码为bn，则2PSK信号的一般时域数学表达式为：

S2PSK(t)bng(tnTs)cosct

n其中：bn （2.5-1）

1＋1当an0时，概率为P当an＝1时，概率为1－P

则上式可变为：

g(tnT)sctscon S2PS（t）＝Kg(tnT)cosct0sn

当an0

（2.5-2）

当an1

ar21 0 1 10 Ts 2Ts 3Ts 4TstS2PSK(t)At0-A 图2.5-1 2PSK信号的典型时域波形

由（2.5-1）式可见，2PSK信号是一种双边带信号，比较（2.5-1）式于（2.5-3）式可知，其双边功率谱表达式与2ASK的几乎相同，即为：

22P2PSK(f)fsP(1P)G(ff)G(ff)

cc122fs(1P)2G(0)(ffc)(ffc) 42PSK信号的谱零点带宽与2ASK的相同，即

（2.5-3）

B2PSK(fcRs)(fcRs)2Rs2/Ts（Hz）

（2.5-4）

我们知道，2PSK信号是用载波的不同相位直接去表示相应数字信号的，在这种绝对移相的方式中，由于发送端是以某一个相位作为基准的，因而在接收系统也必须有这样一个固定基准相位作参考。如果这个参考相位发生变化，则恢复的数字信息就会与发送的数字信息完全相反，从而造成错误的恢复。这种现象常称为2PSK的“倒π”现象。 2．2PSK解调原理

2PSK解调最常用的方法是极性比较法和相位比较法，这里采用的是极性比较法对2PSK信号进行解调，原理框图如图2.5-2（a）所示。2PSK调制信号先经过带通滤波器，然后调制信号经过模拟乘法器与载波信号相乘后，去掉了调制信号中的载波成分，再经过低通滤波器去除高频成分，得到包含基带信号的低频信号，对此信号进行抽样判决，就可以得到基带信号了。

调制信号输入带通滤波器相乘器低通滤波器抽样判决器解调信号输出本地载波位同步信号(a)调制信号输入带通滤波器鉴相器抽样判决器解调信号输出本地载波位同步信号(b)图2.5-2 2PSK解调原理框图

3．2DPSK调制原理

我们知道，2PSK存在 “倒π”现象，因此，实际中一般不采用2PSK方式，而采用差分移相（2DPSK）方式。

2DPSK方式即是利用前后相邻码元的相对载波相位值去表示数字信息的一种方式。例如，假设相位值用相位偏移x表示（x定义为本码元初相与前一码元初相之差），并设

数字信息“1” 0数字信息“0”

则数字信息序列与2DPSK信号的码元相位关系可举例表示如下：数字信息： 0 0 1 1 1 0 0 1 0 1 2DPSK信号相位： 0 0 0 π 0 π π π 0 0 π

或： π π π 0 π 0 0 0 π π 0

图2.5-3为对同一组二进制信号调制后的2PSK与2DPSK波形。从图中可以看出，2DPSK信号波形与2PSK的不同。2DPSK波形的同一相位并不对应相同的数字信息符号，而前后码元相对相位的差才唯一决定信息符号。这说明，解调2DPSK信号时并不依赖于某一固定的载波相位参考值，只要前后码元的相对相位关系不破坏，则鉴别这个相位关系就可以正确恢复数字信息，这就避免了2PSK方式中的“倒π”现象发生。同时我们也可以看到，单纯从波形上看，2PSK与2DPSK信号时无法分辨的。这说明，一方面，只有已知移相键控方式是绝对的还是相对的，才能正确判定原信息；另一方面，相对移相信号可以看成是把数字信息序列（绝对码）变换成相对码，然后再根据相对码进行绝对移相而形成。

数字信息（绝对码） 0 0 1 1 1 0 0 1PSK波形DPSK波形相对码0 0 0 1 0 1 1 1 0

图2.5-3 2PSK与2DPSK波形对比

为了便于说明概念，我们可以把每个码元用一个如图2.5-4所示的矢量图来表示。图中，虚线矢量位置称为基准相位。在绝对移相中，它是未调制载波的相位；在相对移相中，它是前一码元载波的相位。如果假设每个码元中包含有整数个载波周期，那么，两相邻码元载波的相位差既表示调制引起的相位变化，也是两码元交界点载波相位的瞬时跳变量。根据ITU-T的建议，图2.5-4（a）所示的移相方式，称为A方式。在这种方式中，每个码元的载波相位相对于基准相位可取0、π。因此，在相对移相后，若后一码元的载波相位相对于基准相位为0，则前后两码元载波的相位就是连续的；否则，载波相位在两码元之间要发生跳变。图2.5-4（b）所示的移相方式，称为B方式。在这种方式中，每个码元的载波相位相对于基准相位可取π/2。因而，在相对移相时，相邻码元之间必然发生载波相位的跳变。

＋π/2参考相位π参考相位0-π/2（a）

（b）图2.5-4 二相调制移相信号矢量图

2DPSK的调制原理与2FSK的调制原理类似，也是用二进制基带信号作为模拟开关

的控制信号轮流选通不同相位的载波，完成2DPSK调制，其调制的基带信号和载波信号分别从“PSK基带输入”和“PSK载波输入”输入，差分变换的时钟信号从“PSK-BS输入”点输入，其原理框图如图2.5-5所示：

基带信号差分变换反相器载波输入选相开关已调信号

图2.5-5 2DPSK调制原理框图

4．2DPSK解调原理

2DPSK解调最常用的方法是极性比较法（相干解调）和相位比较法，这里采用的是极性比较法对2DPSK信号进行解调。原理框图如图2.5-6（a）所示。

调制信号输入相乘器低通滤波器运放抽样判决器逆差分变换解调信号输出本地载波位同步信号(a)调制信号输入带通滤波器相乘器低通滤波器抽样判决器解调信号输出延迟位同步信号(b)

（a）极性比较法；（b）相位比较法

图2.5-6 2DPSK解调原理框图

六、实验步骤

1. 安装好发射天线和接收天线。

2. 插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再按下开关POWER100、POWER101、

关“信码速率”、“扩频码速率”、“跟踪”、“解码”均拨下，“调制信号输入”拨上。此时系统的信码速率为1Kbit/s，扩频码速率为100Kbit/s。 4. 2PSK调制实验

① 将“SIGN1置位”设置成不为全0或全1的码字，用示波器观察“SIGN1”并改变

“SIGN1置位”的设置，注意观察波形的变化情况。 ② 用示波器观察“S1-BS”，其中“S1-BS”为信息码“SIGN1”和“SIGN2”的位同

步信号。

③ 用示波器观察TX-CW处波形，此波形即为10.7M的载波。 ④ 用示波器双踪同时观察“S1-KP”和“PSK1”，比较调制前后波形的变化情况，注

意观察相位的变化。

⑤ （选做）用频谱仪观察“PSK1”处频谱。 5. 2PSK解调实验

① 将“SIGN1置位”设置成不为全0或全1的码字。将拨位开关“第一路”连接，拨

位开关“第二路”断开，此时发射机输出GOLD1为扩频码的第一路扩频信号。将拨码开关“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”一致。

说明：为了便于提取不同相位的载波，应将“SIGN1置位”设置为0、1个数相等。 ② 根据实验二中步骤8～11的方法，调节“捕获”和“跟踪”旋钮，使接收机与发射

机GOLD码完全一致。

③ 根据实验四中步骤6～7的方法，恢复出相干载波。

④ 用示波器双踪同时观察发射机测试点“TX-CW”与接收机测试点“COS”的输出波

形，反复按“接收机复位”键，观察两路正弦波的相对相位变化。

⑤ 用示波器观察接收机测试点“相乘1”，并与“SIGN1”处波形比较，观察在“COS”

输出不同相位载波时“相乘1”和“SIGN1”处波形的差别。 ⑥ 用示波器双踪同时观察“整形前”和“整形电平”，并将双通道置于直流耦合，零

电平、电压设为一致。调节“整形”旋钮，使整形电平置于“整形前”波形上部凸出部分。用示波器观察“整形后”的波形，并与“整形前”比较，如完全相同，则整形电平调节正确。

⑦ 用示波器观察“整形后”的波形，并与发射机的“SIGN1”比较。

⑧ 改变“SIGN1置位”的码型，观察“整形后”测试点的波形与发射机 “SIGN1”

的波形是否一致。

6. 2DPSK调制实验

① 将“SIGN1置位”设置成不为全0或全1的码字。将拨位开关“编码”拨上。此时

“SIGN1”输出汉明编码后的信号，“差分编码”输出“SIGN1”差分编码后的信号。 ② 用示波器双踪同时观察“SIGN1”和“差分编码”，比较差分编码前后波形的变化情

况。改变“SIGN1置位”设置，再进行观察。 ③ 用示波器双踪同时观察“S1-KP”和“PSK1”，比较调制前后波形的变化情况，注

意观察相位的变化。并与4-④比较。

④ （选做）用频谱仪观察“PSK1”处频谱，并与4-⑤比较。 7. 2DPSK解调实验

① 将“SIGN1置位”设置成不为全0或全1的码字。将拨位开关“第一路”连接，拨

位开关“第二路”断开，此时发射机输出GOLD1为扩频码的第一路扩频信号。将拨码开关“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”一致。将接收机拨位开关“解码”拨上。

机GOLD码完全一致。

③ 根据实验四中步骤6～7的方法，恢复出相干载波。

④ 用示波器双踪同时观察发射机测试点“TX-CW”与接收机测试点“COS”的输出波

形，反复按“接收机复位”键，观察两路正弦波的相对相位变化。 ⑤ 用示波器观察接收机测试点“相乘1”，并与“差分编码”处波形比较，观察在“COS”

输出不同相位载波时“相乘1”和“差分编码”处波形的差别。 ⑥ 用示波器双踪同时观察“整形前”和“整形电平”，并将双通道置于直流耦合，零

电平、电压设为一致。调节“整形”旋钮，使整形电平置于“整形前”波形上部凸出部分。

⑦ 用示波器观察“整形后”的波形，并与发射机的“差分编码”比较。 ⑧ 用示波器观察接收机测试点“逆差分”，并与“SIGN1”处波形比较，观察在“COS”

输出不同相位载波时“逆差分”和“SIGN1”处波形的差别。说明：“SIGN1置位”设置为0、1个数不相等时，提取不同相位的载波“相乘1”处波形幅度会有变化，因此须重新调节整形电平。

七、实验思考题

1．与2ASK和2FSK相比，2PSK有什么优点和缺点。

2．如果2PSK解调采用相位比较法，查找相关资料画出它的实现框图，并解释每个部分

的作用及原理。

3．实验步骤7-⑤和7-⑧的现象如何，说明了什么问题?

八、实验报告要求

1．分析2DPSK极性比较法解调的工作原理，画出详细的框图。

2．根据实验测试记录，画出各测试点的波形，并按实验步骤中的要求做对比。 3．对实验思考题加以分析，给出相应答案。

实验六位同步提取实验

一、实验目的

1．掌握用数字环提取位同步信号的原理及对信息代码的要求。

2．掌握位同步器的同步建立时间、同步保持时间、位同步信号同步抖动等概念。

二、实验内容

1．观察数字环的失锁状态、锁定状态。

2．观察数字环锁定状态下位同步信号的相位抖动现象及相位抖动大小与固有频差的关

系。

3．观察数字环位同步器的同步保持时间与固有频差之间的关系。

三、预备知识

1．通信系统中位同步的作用及原理。 2．实现位同步的几种方法。 3．衡量位同步指标的定义。

四、实验器材

1．CDMA移动通信原理实验箱 2．20M双踪示波器

一台一台

五、实验原理

1．位同步的原理

位同步也称为位定时恢复或码元同步。在任何形式的数字通信系统中，位同步都是必不可少的，无论数字基带传输系统还是数字频带传输系统，无论相干解调还是非相干解调，都必须完成位同步信号的提取，即从接收信号中设法恢复出与发端频率相同的码元时钟信号，保证解调时在最佳时刻进行抽样判决，以消除噪声干扰所导致的解调接收信号的失真，使接收端能以较低的错误概率恢复出被传输的数字信息。因此，位同步信号的稳定性直接影响到整个数字通信系统的工作性能。

位同步的实现方法分为外同步法和自同步法两类。由于目前的数字通信系统广泛采用自同步法来实现位同步，故在此仅对位同步中的自同步法进行介绍。采用自同步法实现位同步首先会涉及两个问题：（1）如果数字基带信号中确实含有位同步信息，即信号功率谱中含有位同步离散谱，就可以直接用基本锁相环提取出位同步信号，供抽样判决使用；（2）如果数字基带信号功率谱中并不含有位定时离散谱时，怎样才能获得位同步信号。

数字基带信号本身是否含有位同步信息与其码型有密切关系。应强调的是，无论数字基带信号的码型如何，数字已调波本身一般不含有位同步信息，因为已调波的载波频率通常要比基带码元速率高得多，位同步频率分量不会落在数字已调波频带之内，通常都是从判决前的基带解调信号中提取位同步信息。二进制基带信号中的位同步离散谱分量是否存在，取决于二进制基带矩形脉冲信号的占空比。若单极性二进制矩形脉冲信号的码元周期为Ts，脉冲宽度为τ，则NRZ码的τ＝ Ts，则NRZ码除直流分量外不存在离散谱分量，即没有位同步离散谱分量1/Ts；RZ码的τ满足0<τ34

散谱分量。显然，为了能从解调后的基带信号中获取位同步信息，可以采取两种措施：（1）如原始数字基带码为NRZ码，若传输信道带宽允许，可将NRZ码变换为RZ码后进行解调；（2）如调制时基带码采用NRZ码，就必须在接收端对解调出的基带信号进行码变换，即将NRZ码变换成RZ码，码变换过程实质上是信号的非线性变换过程，最后再用锁相环（通常为数字锁相环）提取出位同步信号离散谱分量。将NRZ码变为RZ码的最简单的办法是对解调出的基带NRZ码进行微分、整流，即可得到归零窄脉冲码序列。

位同步系统的性能通常是用相位误差、建立时间、保持时间等指标来衡量。数字锁相法位同步系统的性能如下。

①相位误差θe

数字锁相法提取位同步信号时，相位误差主要是由于位同步脉冲的相位在跳变地调整所引起的。因为每调整一步，相位改变2π/n（n是分频器地分频次数），故最大的相位误差为2π/n。用这个最大的相位误差来表示e，可得

e360/n

（2.6-1）

上面已经求得数字锁相法位同步的相位误差e有时不用相位差而用时间差Te来表示相位误差。因每码元的周期为T，故得

TeT/n

（2.6-2）

②同步建立时间ts

同步建立时间即为失去同步后重建同步所需的最长时间。为了求这个最长时间，令位同步脉冲的相位与输入信号码元的相位相差T/2秒，而锁相环每调整一步仅能移T/n秒，故所需最大的调整次数为

NT/2n T/n2（2.6-3）

接收随机数字信号时，可近似认为两相邻码元中出现01、10、11、00的概率相等，其中，有过零点的情况占一半。由于数字锁相法中是从数据过零点中提取作比相用的标准脉冲的，因此平均来说，每2T秒可调整一次相位，故同步建立时间为

Ts=2T·N=nT（秒）（2.6-4） ③同步保持时间tc 当同步建立后，一旦输入信号中断，由于收发双方的固有位定时重复频率之间总存在频差ΔF，收端同步信号的相位就会逐渐发生漂移，时间越长，相位漂移量越大，直至漂移量达到某一准许的最大值，就算失步了。

设收发两端固有的码元周期分别为T1=1/F和T2=1/F，则

TT121F11F2F2F1F1F2F 2F0（2.6-5）

式中的F0为收发两端固有码元重复频率的几何平均值，且有

T01/F0

由式（2.6-5）可得

（2.6-6）

F0T1T2FF0 （2.6-7）

再由式（2.6-6），上式可写为

T1TT02FF0 （2.6-8）

式（2.6－8）说明了当有频差ΔF存在时，每经过T0时间，收发两端就会产生|T1T2|的时间漂移。反过来，若规定两端容许的最大时间漂移为T0/K秒（K为一常数），需要经过多少时间才会达到此值呢？这样求出的时间就是同步保持时间tc。代入式（2.6－8）后，得

T0/KtcFF0

解得 tc1 FK （2.6-9）

若同步保持时间tc的指标给定，也可由上式求出收发两端振荡器频率稳定度的要求为

F1 tcK此频率误差是由收发两端振荡器造成的。若两振荡器的频率稳定度相同，则要求每个振荡器的频率稳定度不能低于

F2F012tcKF0 （2.6-10）

2．实现方法

本实验只能从码速率为1KHz和2KHz的NRZ码中提取出位同步信号。以码速率为1的NRZ码为例，将接收机拨位开关“信码速率”拨下后，数字锁相环的本振频率就被设置在1KHz。单片机U210（ATC2051）将输入的NRZ码与数字锁相环本振输出的信号的相位进行鉴相（比较两个信号的上升沿），用将相位差进行量化后得到的数值对数字锁相环本振输出的相位进行调整，最后得到正确的位同步信号。原理框图如图2.6-1所示。

NRZ鉴相器环路滤波器数控振荡器NCO位同步输出

图2.6-1 位同步提取原理框图

其中，数控振荡器由单片机的定时器1构成，鉴相器由外部中断0和定时器0构成。整个程序流程图如图2.6-2所示。

开始串口初始化码速率选择初始化NCO及鉴相器初始化中断边沿有效开中断等待是否有中断？Y调用中断服务程序N

图2.6-2 位同步提取程序流程图

中断服务程序如图2.6-3所示。

开始读定时器0判断相位相位超前？YNNCO常数减1NCO常数加1返回

图2.6-3 位同步提取中断服务程序流程图

六、实验步骤

1．安装好发射天线和接收天线。

2．插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再按下开关POWER100、POWER101、

POWER200和POWER201，对应的发光二极管LED100、LED101、LED200和LED201发光，CDMA系统的发射机和接收机均开始工作。 3．发射机拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“扩频”均拨下，“编码”拨上，接收

机拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“跟踪”均拨下，“调制信号输入”和“解码”拨上。此时系统的信码速率为1Kbit/s，扩频码速率为100Kbit/s。将“第一路”连接，“第二路”断开，这时发射机发射的是第一路信号。将拨码开关“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”一致。

4．根据实验二中步骤8～11的方法，调节“捕获”和“跟踪”旋钮，使接收机与发送机

GOLD码完全一致。

5．根据实验四中步骤6～7的方法，调节“频率调节”旋钮，恢复出相干载波。 6．根据实验五中步骤5-⑥的方法，调节“整形”旋钮，解调出第一路信息码。

7．用示波器观察接收机“BS”信号，该点即为接收机恢复出的位同步信号，将其与发射

机的“S1-BS”进行比较。 8．改变系统的信码速率，按“发射机复位”和“接收机复位”键，通过与发射机的“S1-BS”

对比观察“BS”信号的变化。

9．将“第一路”断开，再连接，通过与发射机的“S1-BS”对比观察接收机“BS”信号

的变化。

七、实验思考题

1．设数字环固有频差为△f，允许同步信号相位抖动范围为码元宽度Ts的η倍，求同步

保持时间tc及允许输入的NRZ码的连“1”或“0”个数最大值。

2．数字环同步器的同步抖动范围随固有频差增大而增大，试解释此现象。 3．若将AMI码或HDB3码整流后作为数字环位同步器的输入信号，能否提取出位同步信

号？为什么？对这两种码的连“1”个数有无？对AMI码的信息代码中连“0”个数有无？对HDB3码的信息代码中连“0”个数有无？为什么？ 4．试提出一种新的环路滤波器算法，使环路具有更好的抗噪声能力。

八、实验报告要求

1．分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。

2．根据实验测试记录，在坐标纸上画出各测量点的波形图。 3．对实验讨论思考题加以分析，并画出原理图与工作波形图。

实验七帧同步提取实验

一、实验目的

1．掌握巴克码识别原理。 2．掌握同步保护原理。

3．掌握假同步、漏同步、捕捉态、维持态的概念。

二、实验内容

1．观察帧同步码无错误时帧同步器的维持态。

2．观察帧同步器的假同步现象、漏识别现象和同步保护现象。

三、预备知识

1．通信系统中帧同步的作用及原理。 2．实现帧同步的几种方法。 3．衡量帧同步指标的定义。

四、实验器材

1．CDMA移动通信原理实验箱 2．20M双踪示波器

一台一台

五、实验原理

由于数字通信系统传输的是一个接一个按节拍传送的数字信号单元，即码元，因而在接收端必须按与发送端相同的节拍进行接收，否则，会因收发节拍不一致而导致接收性能变差。此外，为了表述消息的内容，基带信号都是按消息内容进行编组的，因此，编组的规律在收发之间也必须一致。在数字通信中，称节拍一致为“位同步”，称编组一致为“帧同步”。在时分复用通信体统中，为了正确地传输信息，必须在信息码流中插入一定数量的帧同步码，它可以是一组特定的码组，也可以是特定宽度的脉冲，可以集中插入，也可以分散插入。集中式插入法也称为连贯式插入法，即在每帧数据开头集中插入特定码型的帧同步码组，这种帧同步法只适用于同步通信系统，需要位同步信号才能实现。适合做帧同步码的特殊码组很多，对帧同步码组的要求是它们的自相关函数尽可能尖锐，便于从随机数字信息序列中识别出这些帧同步码组，从而准确定位一帧数据的起始时刻。由于这些特殊码组{x1,x2,x3,,xn}是一个非周期序列或有限序列，在求它的自相关函数时，除了在时延j＝0的情况下，序列中的全部元素都参加相关运算外；在j≠0的情况下，序列中只有部分元素参加相关运算，其表示式为

R(j)xixij （2.7-1）

i1nj通常把这种非周期序列的自相关函数称为局部自相关函数。对同步码组的另一个要求是识别器应该尽量简单。目前，一种常用的帧同步码组是巴克码。

巴克码是一种非周期序列。一个n位的巴克码组为{x1，x2，x3，…，xn}，其中xi取值为＋1或－1，它的局部自相关函数为

nR(j)xixij0或1i10njj00jn （2.7-2） jn目前已找到的所有巴克码组如表2.7-1所列。

表2.7-1 巴克码组

n 2 3 4 5 7 11 13 巴克码组以七位巴克码组{＋＋＋――＋－}为例，求出它的自相关函数如下：当j＝0时 R(j)xi1772i11111117

当j＝1时 R(j)xxi1ii11111110

按式（2.7－1）可求出j＝2、3、4、5、6、7时的R（j）值分别为－1、0、－1、0、－1、0；另外，再求出j为负值时的自相关函数值，两者一起画在图2.7-1中。由图可见，其自相关函数在j＝0时出现尖锐的单峰。

R（j） 7 5 3 1 －7 －5 －3 －1 1 －1 移动方向图2.7-1 七位巴克码的自相关函数图2.7-2 七位巴克码识别器

0 输出判决相加 3 5 7 j 01 01 01 01 01 01 01 输入码元

巴克码识别器是比较容易实现的，这里也以七位巴克码为例，用7级移位寄存器、相加器和判决器就可以组成一识别器，如图2.7-2所示。当输入数据的“1”存入移位寄存器时，“1”端的输出电平为＋1，而“0”端的输出电平为－1；反之，存入数据“0”时，“0”端

的输出电平为＋1，“1”端的输出电平为－1。各移位寄存器输出端的接法和巴克码的规律一致，这样识别器实际上就是对输入的巴克码进行相关运算。当七位巴克码在图2.7-3（a）中的t1时刻正好已全部进入了7级移位寄存器时，7级移位寄存器输出端都输出＋1，相加后得最大输出＋7；若判别器的判决门限电平定为＋6，那么就在七位巴克码的最后一位“0”进入识别器时，识别器输出一群同步脉冲表示一群的开头，如图2.7-3（b）所示。

巴克码识别器（a）输入 1 1 1 0 0 1 0 t1 信息码 1 1 1 0 0 1 0 信息码 t 一帧识别器（b）输出 t1

图2.7-3 识别器的输出波形

帧同步系统要求建立时间很短，并且在帧同步建立后应有较强的抗干扰能力。通常用漏同步概率P1、假同步概率P2来衡量这些性能。这里，主要是分析集中插入法的性能。

1. 漏同步概率P1

由于干扰的影响会引起同步码组中的一些码元发生错误，从而使识别器漏识别已发出的同步码组。出现这种情况的概率就称为漏同步概率P1。例如图2.7-2识别器的判决门限电平为＋6，若由于干扰，七位巴克码有一位错误，这时相加输出为＋5，小于判决门限，识别器漏识别了帧同步码组；若在这种情况下，将判决门限电平降为＋4，识别器就不会漏识别，这时判决器容许七位同步码组中有一个错误码元。现在就来计算漏同步概率。

设p为码元错误概率，n为同步码组的码元数，m为判决器容许码组中的错误码元最大数，则同步码组码元n中所有不超过m个错误码元的码组都能被识别器识别，因而，未漏概率为

≈ ≈ t Cr0mrnp(1p)rnr

故得漏同步概率为

rP11Cnp(1p)rr0mnr （2.7-3）

2. 假同步概率P2 在消息码元中，也可能出现与所要识别的同步码组相同的码组，这时会被识别器误认为是同步码组而实现假同步。出现这种情况的可能性就称为假同步概率P2。

因此，计算假同步概率P2就是计算信息码元中能被判为同步码组的组合数与所有可能的码组数之比。设二进制信息码元出现“0”和“1”的概率相等，都为1/2，则由该二进制码元组成n位码组的所有可能码组数为2n个，而其中能被判为同步码组的组合数显然也与

m有关。若m＝0，只有一个（C0n）码组能被识别；若m＝1，即与原同步码组差一位的码组都能被识别，共有C1n个码组。依此类推，就可求出信息码元中可被判为同步码组的组合数

Cr0mrn，因而可得假同步概率为

P22nCr0mrn （2.7-4）

比较式（2.7-3）和式（2.7-4）可见，m增大，即判决门限电平降低时，P1减小，但P2增大，所以这两项指标是有矛盾的，判决门限的选取要兼顾两者。

在分析判决门限电平对P1和P2的影响时，讲到两者是有矛盾的。我们希望在同步建立时要可靠，也就是假同步概率P2要小；而在同步建立以后，就要具有一定的抗干扰性能，也就是漏同步概率P1要小。为了满足以上要求以及改善同步系统性能，帧同步电路应加有保护措施。最常用的保护措施是将帧同步的工作划分为两种状态——捕捉态和维持态。

终端接收机由非同步工作状态转入同步工作的过程，称为“捕捉态”，终端机进入同步工作后则称为“维持态”。可把捕捉过程分成两步进行，先在信码中找到与该时刻本地帧同步码型相同的信码码位。当找到和帧同步码型一致的信码码位后，再进行第二步，即逐帧比较下去，也就是在该时隙上按本地同步码的周期进行比较。在比较过程中，一旦发现在收端本地同步码的相位与信码码型不同时，则重新移一个码元相位，重新从第一步开始找帧同步码位，以上两步交替进行，即可建立真正的同步。

分散式插入法也称为“间隔式插入法”，它并不是将帧同步码组集中插入数据码流中，而是常以1比特帧同步码按一定的排布规律分散地插在数据流中。在本实验中，帧同步码是采用集中插入法集中插入到NRZ码的2～8位的。帧同步码识别电路所能识别的帧同步码的码型设置为1110010，并且在输入的NRZ码的码速率为15.625KHz、10KHz、8KHz、4KHz时，才能正常提取帧同步码。这一点请特别注意。

在信号源模块产生的NRZ码中，帧同步码是集中插入到每帧信号的2～8位的，因此只要帧同步码识别电路在码流中能识别到与设置的帧同步码相同的码组，就会输出一个一致脉冲。在本实验中采用的是滑动窗口来检测帧同步码的，如图2.7-4所示。

1001011010111001001110101010(a)1001011010111001001110101010(b)

图2.7-4 帧同步码滑动窗口识别示意图

图2.7-4中虚线框就是由单片机U211（ATC2051）控制的一个7位的滑动窗口，这个窗口是固定不动的，但输入的NRZ码在位同步提取电路提取出来的位同步信号的控制下，逐位向前移动，如图2.7-4（a）所示，该时刻移入滑动窗口的7位码与帧同步码不同，所以帧同步码识别电路没有输出，而当该序列再右移一位（如图2.7-4（b）所示）之后，移入滑动窗口的7位码与帧同步码完全相同，此时帧同步码识别电路才会有一致脉冲输出。

不难看出，若信息数据中含有与帧同步码完全相同的码元序列，则系统将进入错误的同步维持状态，由于在这里是连续传输以21位为周期的周期信号，所以此状态将维持下去。但在实际的信息传输中不会连续传输这种周期信号，因此连续几帧都输出假识别信号的概率极小，所以这种错误的同步维持状态存在的时间是短暂的。

在本实验中，帧同步识别器第一次识别到的与帧同步码相同的码元序列被认为一定就是正确的帧同步码而不会是与帧同步码完全相同的数据（因为当各模块上电复位后NRZ码是从第一位开始输入帧同步识别电路的，而帧同步集中插入在NRZ码的第一位至第七位，所以帧同步识别电路第一次识别到的与帧同步码相同的码元序列一定就是正确的帧同步码）。此后只要识别器输出一致脉冲信号，就将该信号延迟14位以后再与第一次识别到的帧同步信号比较，若相位相同，则输出正确的帧同步信号，若相位不同，则判断为假识别信号，给予滤除。

整个程序流程图如图2.7-5所示。

开始串口初始化初始化中断开中断同步捕捉滑动一位帧同步到来吗？Y同步保护N输出帧同步

图2.7-5 帧同步提取程序流程图

其中，同步保护又分为假同步保护和漏同步保护，其程序流程图如图2.7-6和2.7-7所示。

开始相位超前？Y输出帧同步N返回同步捕捉

图2.7-6 假同步保护程序流程图

开始是同步码？Y输出帧同步N连续三次都不是？NY返回同步捕捉

图2.7-7 漏同步保护程序流程图

六、实验步骤

1．安装好发射天线和接收天线。

2．插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再按下开关POWER100、POWER101、

POWER200和POWER201，对应的发光二极管LED100、LED101、LED200和LED201发光，CDMA系统的发射机和接收机均开始工作。 3．发射机拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“扩频”均拨下，“编码”拨上，接收机

拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“跟踪”均拨下，“调制信号输入”和“解码”拨上。此时系统的信码速率为1Kbit/s，并且经过了汉明编码，扩频码速率为100Kbit/s。将“第一路”连接，“第二路”断开，这时发射机发射的是第一路信号。将拨码开关“GOLD3置位”拨为与“GOLD1置位”一致。

4．根据实验二中步骤8～11的方法，调节“捕获”和“跟踪”旋钮，使接收机与发送机

GOLD码完全一致。

7．用示波器观察接收机“FS”信号，该点即为接收机恢复出的帧同步信号，将其与发射机

的“S1-FS”进行比较。

8．用示波器双踪同时观察接收机测试点“FS”与“假识别”的波形，比较两个波形的异同。 9．将发射机“SIGN1置位”设置为“10000010”（此时SIGN1编码后信号为1110010 1000111

0010101，包含两个巴克码）。按“发射机复位”和“接收机复位”键，用示波器双踪同时观察接收机测试点“FS”与“假识别”的波形，比较两个波形的异同。

七、实验思考题

1．实验步骤8和9的实验现象如何？为什么会出现这样的现象？ 2．假识别保护电路是如何使假识别信号不形成假同步信号的？

3．假识别保护电路是如何保护识别器避免假识别正确的帧同步信号的？

八、实验报告要求

1．分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。

2．根据实验测试记录，在坐标纸上画出各测量点的波形图。 3．对实验讨论思考题加以分析，并画出原理图与工作波形图。

4．分析电路输出假识别信号的原因及假同步保护电路消除假识别的机理。 5．分析电路假识别正确的帧同步信号的原因和假同步保护电路的工作原理。

实验八纠错编码实验

一、实验目的

1．加深对纠错编码原理的理解 2．掌握汉明编解码的原理。

二、实验内容

1．通过比较接收机接收的编码信号在解码前后的误码率，加深对纠错编码原理的理解。 2．通过观察CDMA系统中汉明编解码的过程，加深对汉明编译码原理的理解。

三、预备知识

1．纠错编码的原理。 2．汉明编译码的原理。

四、实验器材

1． CDMA移动通信原理实验箱 2． 20MHz双踪示波器

一台一台

五、实验原理

在随机信道中，错码的出现是随机的，且错码之间是统计的。例如，由高斯白噪声引起的错码就具有这种性质。因此，当信道中加性干扰主要是这种噪声时，就称这种信道为随机信道。由于信息码元序列是一种随机序列，接收端是无法预知的，也无法识别其中有无错码。为了解决这个问题，可以由发送端的信道编码器在信息码元序列中增加一些监督码元。这些监督码元和信码之间有一定的关系，使接收端可以利用这种关系由信道译码器来发现或纠正可能存在的错码。在信息码元序列中加入监督码元就称为差错控制编码有时也称为纠错编码。不同的编码方法，有不同的检错或纠错能力，有的编码只能检错，不能纠错。

那么，为了纠正一位错码，在分组码中最少要增加多少监督位才行呢？编码效率能否提高呢？从这种思想出发进行研究，便导致汉明码的诞生。汉明码是一种能够纠正一位错码且编码效率较高的线性分组码。下面我们介绍汉明码的构造原理。

一般说来，若码长为n，信息位数为k，则监督位数r＝n−k。如果希望用r个监督位构造出r个监督关系式来指示一位错码的n种可能位置，则要求

2r − 1 ≥ n 或 2r ≥ k + r + 1 （2.8-1）

下面我们通过一个例子来说明如何具体构造这些监督关系式。

设分组码(n，k)中k＝4，为了纠正一位错码，由式（2.8-1）可知，要求监督位数r≥3。若取r=3，则n= k + r =7。我们用α6α5…α0 表示这7个码元，用S1 、S2 、S3 表示三个监督关系式中的校正子，则S1 S2 S3 的值与错码位置的对应关系可以规定如表2.8-1所列。

表 2.8-1

S1 S2 S3 001 010 100 011 错码位置 ααα0 1 2 S1 S2 S3 101 110 111 000 错码位置 α4 αα5 6 α3 无错

由表中规定可见，仅当一错码位置在α2 、α4 、α5 或α6 时，校正子S1 为1；否则S1 为0。这就意味着α2 、α4 、α5 和α6四个码元构成偶数监督关系

S1 ＝α6α5 α4 α2 （2.8-2）

同理，α1 、α3 、α5 和α6构成偶数监督关系

S2 ＝α6α5 α3 α1 （2.8-3）

以及α0 、α3 、α4 和α6构成偶数监督关系

S3 ＝α6α4 α3 α0 （2.8-4）

在发送端编码时，信息位α6 、α5 、α4 和α3 的值决定于输入信号，因此它们是随机的。监督位α2 、α1 和α0 应根据信息位的取值按监督关系来确定，即监督位应使上三式中S1 、S2 和S3 的值为零（表示变成的码组中应无错码）

α6α5α4α2＝0＝0α6α5α3α1 α6α4α3α0＝0由上式经移项运算，解出监督位

（2.8-5）

α2＝α6α5α4α1＝α6α5α3 α0＝α6α4α3

（2.8-6）

给定信息位后，可直接按上式算出监督位，其结果如表2.8-2所列。

表 2.8-2

信息位 α6α5α4α3 0000 0001 0010 0011 0100 0101 0110 0111 监督位 α2α1α0 000 011 101 110 110 101 011 000 信息位 α6α5α4α3 1000 1001 1010 1011 1100 1101 1110 1111 监督位 α2α1α0 111 100 010 001 001 010 100 111 47

接收端收到每个码组后，先按式（2.8-2）～（2.8-4）计算出S1 、S2 和S3 ，再按表2.8-2判断错码情况。例如，若接收码组为0000011，按式（2.8-2）～（2.8-4）计算可得S1 ＝0，S2 ＝1，S3 ＝1。由于S1 S2 S3 等于011，故根据表2.8-1可知在α3 位有一错码。

按上述方法构造的码称为汉明码。表2.8-2中所列的（7，4）汉明码的最小码距d0 ＝3，因此，这种码能纠正一个错码或检测两个错码。

六、实验步骤

1. 安装好发射天线和接收天线。

2. 插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再按下开关POWER100、POWER101、

POWER200和POWER201，对应的发光二极管LED100、LED101、LED200和LED201发光，CDMA系统的发射机和接收机均开始工作。 3. 发射机拨位开关“信码速率”、“扩频码速率”、“扩频”均拨下，“编码”拨上，接收机

4. 根据实验二中步骤8～11的方法，调节“捕获”和“跟踪”旋钮，使接收机与发送机

GOLD码完全一致。

5. 根据实验四中步骤6～7的方法，调节“频率调节”旋钮，恢复出相干载波。 6. 根据实验五中步骤5-⑥的方法，调节“整形”旋钮，解调出第一路信息码。

7. 用示波器观察接收机“DECODE”输出的波形，并与“SIGN1置位”的设置进行比较，

看是否一致。

8. 改变发射机拨码开关“误码”的设置（后7位有效），人为地在汉明编码后的信号中加

入误码，观察接收机“逆差分”和“DECODE”波形的变化，看汉明解码能否纠正这些误码。

说明：本系统编码输出为SIGN1汉明编码并加入帧同步码（1110010）后的NRZ码，周期为21位，第一个7位为巴克码（1110010），第二个7位为SIGN1高四位经7.4汉明码编码后的数据，第三个7位为SIGN1低四位经7.4汉明码编码后的数据。同时，后两个7位的数据还受拨码开关“误码”的控制，当“误码”开关的2～8位中的某一位置高时，后两个7位的数据相应位取反。

七、实验思考题

1．人为地加入一位误码，接收机“逆差分”和“DECODE”波形如何变化？加入二位、

三位……呢？这说明了什么？

2．本实验中使用的纠错码为汉明码，举出其它常用的纠错码并比较它们的优缺点。

八、实验报告要求

1．分析实验电路的工作原理，叙述其工作过程。

2．根据实验测试记录，在坐标纸上画出各测量点的波形图。 3．对实验讨论思考题加以分析，并画出原理图与工作波形图。

实验九 CDMA移动通信系统实验

一、实验目的

1．掌握CDMA（码分多址）的基本原理

2．了解DS-CDMA（直扩码分多址）移动通信系统原理及组成。

二、实验内容

1．测量单信道DS-CDMA通信系统发射机和接收机各点波形，了解发射机扩频调制及接

收机相关检测的原理。

2．测量2信道DS-CDMA通信系统发射机和接收机各点波形，进一步了解发端扩频调制、

收端相关检测及码分多址逻辑信道形成原理。

三、预备知识

1．码分多址的原理。

2． DS-CDMA移动通信系统的组成。

四、实验器材

1． CDMA移动通信原理实验箱 2． 20M双踪示波器 3．频谱分析仪（选配）

一台一台一台

五、实验原理

1．DS-CDMA移动通信系统

图2.9-1为DS-CDMA移动通信系统原理框图。系统中采用包含N个码序列的正交码组C1，C2，…，CN作为地址码，分别与信码d1,d2,…,dN相乘或模2加实现扩频调制。信码速率fb（单位：b/s，比特/秒）、周期Tb=1/fb；地址码速率fp（单位：c/s，子码/秒或码片/秒）、周期Tp=1/fp，地址码序列每周期包含p个子码元，序列周期TpTp。通常设置

fpKPfb

即

（2.9-1）

TbKpTpKT （2.9-2）

式中，K为正整数。式（2.9-1）、（2.9-2）表明，地址码速率fp是信息速率fb的KP整数倍，1个信码周期Tb对应K个地址码序列周期T。信息码与地址码相乘后占据的频谱宽度扩展了KP倍。由N个正交地址码在一对双工载频上构成N个逻辑信道，可供N对用户同时通信。图中画出发端的N个用户及收端第1个用户。

DS-CDMA系统的载波调制方式可采用调频或调相，以调相方式应用最广。以2PSK调制为例，发端用户1发射的信号为

S1(t)d1(t).c1(t).cosct

（2.9-3a）

上式中，d1(t).c1(t)是（-1，+1）域二元数据，则S1（t）是0/π调相的2PSK信号。故载波调制器就是模拟乘法器。式（2.9-3a）可写成如下形式

S1(t)d1(t).c1(t).cosct

[d1(t)c1(t)]cosct 或

（2.9-3b）

S1(t)d1(t).c1(t).cosct

[d1(t)cosct]c1(t) （2.9-3c）

上式表明，发端的DS-CDMA射频信号，可通过先扩频调制再载波调制（式（2.9-3b））或先载波调制再扩频调制（式（2.9-3c））得到，二者是等效的。与此对应，收端也有二种等效的解调方案。本实验系统采用的方案是：发射机先扩频调制再载波调制，接收机先解扩再解调。