第３４卷第５期 ２０１５年５月 电工电能新技术 Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ａｎｄ Ｅｎｅｒｇｙ Ｖｏ１．３４，Ｎｏ．５ Ｍａｖ ２０１５ 碳化硅ＭＯＳＦＥＴ桥臂电路串扰抑制方法 钟志远，秦海鸿，袁 源，朱梓悦，谢昊天 （江苏省新能源发电与电能变换重点实验室，南京航空航天大学，江苏南京２１００１６） 摘要：与硅ＭＯＳＦＥＴ相比，碳化硅ＭＯＳＦＥＴ更加有利于满足变换器高效率、高功率密度和高可靠性 的发展要求。然而在桥臂电路中，上下管之间的串扰问题严重了碳化硅ＭＯＳＦＥＴ性能优势的 发挥。本文在分析了串扰问题产生机理的基础上，采用了一种改进的基于ＰＮＰ三极管的有源密勒 箝位方法，对串扰进行了有效抑制，并搭建了双脉冲测试平台进行实验验证。实验结果表明，改进 的方法能够获得较好的串扰抑制效果，对碳化硅ＭＯＳＦＥＴ的驱动电路设计具有一定指导意义。 关键词：碳化硅；桥臂电路；串扰抑制；有源密勒箝位 中图分类号：ＴＮ７１３．４ 文献标识码：Ａ 文章编号：１００３—３０７６（２０１５）０５－０００８－０５ １ 引言 与传统硅ＭＯＳＦＥＴ相比，碳化硅ＭＯＳＦＥＴ具有 击穿电压高、工作频率高和工作温度高等优点。为 素之间的数量关系；在此基础上对ＰＮＰ三极管有源 密勒箝位驱动电路进行了改进，弥补了原有方法的 不足，在不增加电路复杂性的情况下，有效减小了栅 极串扰电压的大小；并以Ｃｒｅｅ公司的碳化硅ＭＯＳ－ ＦＥＴ ＣＭＦ１０１２０Ｄ为例，搭建了双脉冲测试电路，对 了满足变换器高效率的发展要求，功率器件的开关 速度要尽可能提高，从而减小开关损耗 。然而 在桥臂电路中，要充分发挥碳化硅ＭＯＳＦＥＴ的性能 改进的驱动电路的串扰抑制效果进行了实验验证。 优势，同时保证变换器的可靠性，如何抑制上下管之 间的相互干扰（简称为串扰）成为电路设计的关键 问题之一［ 。 ２ ＳｉＣ Ｍ０ＳＦＥＴ桥臂电路串扰产生机理 桥臂电路是一种常用的电路结构，含有两个串 联的互补导通的开关器件，其主要应用拓扑包括双 向ＤＣ．ＤＣ变换器、半桥变换器和全桥变换器等。桥 臂电路中开关管在高速开关动作时，上下管之间的 串扰会变得比较严重。当开关管栅极串扰电压超过 门极开启电压阈值，就会使处于关断状态的开关管 导通，引发桥臂直通问题 …。此外，当串扰电压超 过门极最大电压范围时还会导致器件失效，因此串 扰问题严重了碳化硅器件性能优势的发挥。图 串扰抑制方法可分为无源抑制方法和有源抑制 方法 ７－１０］。无源抑制方法包括在ＭＯＳＦＥＴ栅源极外 并电容、增大驱动电阻等，这些方法会增加开关损 耗，效果并不理想。 文献［７］在ＭＯＳＦＥＴ栅极增加 了三极管，发生串扰时将栅极短接到源极，但栅极串 扰电压的精确检测比较困难且过快的关断速度会加 剧栅极负向串扰电压；文献［１０］通过增加辅助开关 管，提出了两种有源密勒箝位驱动电路，虽然获得了 １为下管开通瞬间，上管串扰的产生机制原理图，桥 臂电路由上下两个开关管Ｑ 、Ｑ 及其驱动电路构 较好的抑制效果，但是需要增加辅助ＭＯＳＦＥＴ及其 驱动电路，大大增加了电路复杂性。 本文首先阐述了串扰问题的产生机理，推导了 串扰电压与栅极驱动电阻、漏源极电压变化率等因 成，Ｃ ｃ 、ｃ如分别为开关管栅漏极、栅源极和漏源 极寄生电容，Ｒ 、Ｒ 分别为栅极驱动电阻和栅极寄 生电阻， 。 为直流母线输入电压。下管开关过程 收稿日期：２０１４－０６—３０ 基金项目：江苏省新能源发电与电能变换重点实验室开放基金（ＺＡＢ１１００２—１４）、高校基本科研业务费专项资金和 南京航空航天大学研究生创新基地（实验室）开放基金（ｋｆｊｊ２０１３０２１３）资助项目 作者简介：钟志远（１９９０一），男，山东籍，硕士研究生，从事功率变换技术的研究； 秦海鸿（１９７７一），男，江苏籍，副教授，研究方向包括功率变换技术、电机控制。 第５期 钟志远，等：碳化硅ＭＯＳＦＥＴ桥臂电路串扰抑制方法 失效¨。。。 ９ 中，上管等效电路如图２所示。 在下管关断瞬态过程中，相似地，上管的栅源极 会感应出负向串扰电压，这个负的串扰电压不会导 致直通问题，但如果它的幅值超过了器件允许的栅 极最大负偏压，同样会导致开关管失效。在上管开 通和关断瞬态过程中，也会对下管产生相同的串扰 问题。 式（３）表明，无论是开通还是关断瞬态，栅源极 图１ 下管开通瞬间的串扰产生机理 Ｆｉｇ．１ Ｓｃｈｅｍａｔｉｃ ｏｆ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｉｎ ｔｕｒｎ—ｏｎ ｔｒａｎｓｉｅｎｔ ｏｆ ｌｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈ 图２上管串扰电压的等效分析电路图 Ｆｉｇ．２ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎ ｕｐｐｅｒ ｓｗｉｔｃｈ 在图１所示的下管开通瞬态过程中，上管漏源 极电压开始上升，此电压变化率会在密勒电容Ｃ 上形成密勒电流，方向如图２中箭头所示，密勒电流 大小为： ｉ ｄ‘Ｈ＝Ｃｇｄ＿ 兰 （１） 栅极电阻Ｒ一 （驱动电阻ＲＬ 和内部寄生电阻 Ｒ咖之和）与栅源极寄生电容ｃ 。组成并联回路，密 勒电流对该回路充电，根据基尔霍夫定律可得： ‘ｇｄ—Ｈ。＝。 Ｒ。ｕ ｇ。Ｈ 厶 一 ＋Ｃｇ 一ｄｔ （２） ｗ 因此开关管栅源极串扰电压大小为： ｌ，ｇ。一Ｈ（ｔ）＝ａＲ一 Ｃ ｄ－Ｈ（１一ｅ卜而 ）（３） 式中，口为开关管的漏源极电压转换速率ｄｖｄｓ Ｈ／ｄｔ ；＿Ｃ ｄ＿Ｈ、Ｃ 一 分别为上管的密勒电容和输入电容。 下管开通瞬态过程中，上管串扰电压为正值，如 果这个串扰电压的峰值超过了上管的开启电压阈 值，上管将会部分导通，上下管之间将流过直通电 流，增加两个开关管的开关损耗，严重时会导致器件 串扰电压的大小与开关管的漏源极电压变化率 ｄｖ 。／ｄｔ成正比，即与开关管的开关速度成正比。此 外，串扰电压与时间ｔ成正比，而ｔ的最大取值为开 关管漏源极电压变化过程结束时刻，即此时串扰电 压达到最大值。在开关过程中，开关管的漏源极电 压近似线性变化，ｄｖ 。／ｄｔ近似是恒定值，因而栅源 极串扰电压的最大值为： ＶＤＣ Ｖｇ Ｈ（ ） ａＲＨＣｇｄＨ（１ ‘ｅ‘一ａ—Ｒ＿ＨＧ—ｉｓ￣＿Ｈ ）（４） 一——式中，Ｃ｜ｄ＿ 、Ｃ 和 。 通常是由所选器件和工作条 件决定，以ＣＭＦ１０１２０Ｄ型号的碳化硅ＭＯＳＦＥＴ为 例，其栅极内部寄生电阻、输入电容和密勒电容分别 为１３．６Ｑ、９２８ｐＦ和７．４５ｐＦ，图３、图４分别给出了 Ｖｖ ＝６００Ｖ时不同栅极驱动电阻（漏源极电压变化 率取２０Ｖ／ｎｓ）和漏源极电压变化率（栅极驱动电阻 取１０１＂￣）与栅源极串扰电压的关系。 图３ 串扰电压与栅极驱动电阻关系 （ＶＤｃ＝６００Ｖ，ｄｖｄ ／ｄｔ＝２０Ｖ／ｎｓ） Ｆｉｇ．３ Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ ｂｅｔｗｅｅｎ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｇａｔｅ ｄｒｉｖｅ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ（ＶＤｃ＝６００Ｖ，ｄｖｄ。／ｄｔ＝２０Ｖ／ｎｓ） 从图３、图４中可以看出： （１）在漏源极电压变化率为２０Ｖ／ｎｓ的情况下， 驱动电阻大于９．２Ｑ时，栅源极串扰电压会超过 ＣＭＦ１０１２０Ｄ的开启阈值电压（２．５Ｖ），导致桥臂上 下管直通问题； （２）在驱动电阻为１０ｎ时，漏源极电压变化率 大于１９Ｖ／ｎｓ的情况下，栅源极串扰电压同样会超过 开启阈值电压，出现直通问题。 ｌＯ 电工电能新技术 第３４卷 的取值远大于ｃ （通常取ｃ为ｃ 的１０倍以上）， 一 为密勒电流提供了低阻抗放电回路，有效抑制上管 栅源极正向串扰电压。 （３）在下管关断瞬间，主开关管的栅源极电容 放电，会在驱动电阻上产生一个左负右正的电压，同 样使下管的辅助ＰＮＰ三极管Ｑ。 导通，下管的辅助 电容ｃ ．接人电路，此时能够防止下管的关断速度 过快，避免了由于串扰导致的上管栅源极负向串扰 图４ 串扰电压与电压变化率关系（Ｖ。ｃ＝６００Ｖ，Ｒ ＝ｌＯｎ） Ｆｉｇ．４ Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ ｂｅｔｗｅｅｎ ｅｒｏｓｓｔａｌｋ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｄｖ／ｄｔ （ＶＤｃ＝６００Ｖ，Ｒ ：ｌＯｎ） 为充分考虑极限情况下栅极串扰电压的影响因 素，假设漏源极电压变化率ｄｖ 。／ｄｔ趋近于无穷大， 则栅极串扰电压的极限值为： ＣｇｄＶｇ Ｈ ＶＤｃ Ｄｃ —＝＝一 Ｈ Ｃｇ ＿ＩＩ＋ＣｇｄＨ １＋Ｃｓ８＿Ｈ／Ｃｇｄ（５） Ｈ 式（５）表明，ＣＭＦ１０１２０Ｄ在直流母线电压达到 ３３１Ｖ时，其栅极串扰电压的极限值就会达到开启阈 值电压（２．５Ｖ），存在上下管直通的危险，因而无法 充分发挥碳化硅ＭＯＳＦＥＴ的性能优势。 ３ 改进的有源密勒箝位串扰抑制方法 传统的有源箝位串扰抑制方法主要是在主开关 管栅源极并联ＰＮＰ三极管或增加辅助ＭＯＳＦＥＴ，将 主开关管栅极箝位到地或负压，实现有源密勒箝位。 这样虽然可以较好地抑制栅源极正向串扰电压，防 止直通问题，但是过快的关断速度会加剧桥臂中另 一开关管的负向串扰电压，而碳化硅ＭＯＳＦＥＴ的最 大允许负电压较低，ＣＭＦ１０１２０Ｄ的负电压极限值只 有一５Ｖ，因此传统的串扰抑制方法不适用于碳化硅 ＭＯＳＦＥＴ桥臂电路。本文使用了一种改进的有源密 勒箝位驱动电路，在主开关管栅源极两端增加了辅 助三极管和辅助电容，辅助三极管使用ＰＮＰ三极管 ８５５０，电路图如图５所示，图中只给出了上管的驱动 电路，下管驱动电路与上管相似，其工作原理如下： （１）在上管开通过程中，辅助ＰＮＰ三极管Ｑ 的发射极电压高于基极，使其处于关断状态，辅助电 容没有接人电路中，不会影响驱动电路的正常工作， 避免了栅源极直接外并电容导致开通损耗增大的问 题。 ‘ （２）上管关断后，在下管开通瞬间，上管中由于 串扰产生的密勒电流流过驱动电阻后，会使辅助 ＰＮＰ三极管Ｑ 一 导通，辅助电容Ｃ 接入电路，Ｃ 电压过大的问题。 图５改进的有源密勒箝位驱动电路 Ｆｉｇ．５ Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ａｃｔｉｖｅ Ｍｉｌｌｅｒ ｃｌａｍｐ ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ 增加了辅助电容后，通过求解电路微分方程，可 得出此时栅极串扰电压 的表达式为： ： ＋口（竽 一｜Ｉｃｇｄ一 ． （１一。（一 面 ） （６） 式中，Ａ为辅助电容Ｃ。和输入电容Ｃ 之和。 图６给出了正向串扰电压与辅助电容容值的关 系，栅极正向串扰电压要小于开关管的开启电压阈 值（２．５Ｖ），为满足正向串扰电压要求，辅助电容应 该大于１．３ｎＦ，从图６中可看出，辅助电容大于ｌＯｎＦ 之后，串扰电压幅值基本保持不变，因此辅助电容选 择１０ｎＦ。 ４实验验证 为验证改进的有源密勒箝位驱动电路的串扰抑 制效果，搭建了碳化硅ＭＯＳＦＥＴ双脉冲测试电路， 其原理图如图７所示。图中，上管Ｑ 和下管Ｑ 均 为ＣＭＦＩＯ１２０Ｄ型号的碳化硅ＭＯＳＦＥＴ，上管为待测 器件，上下管采用相同的栅极驱动电路。实验中仅 给下管栅极两个触发信号，而上管的栅极触发信号 始终保持低电平，因而上管栅源极两端电压 一 的 变化完全是由下管的开关动作引起的串扰。保持功 第５期 钟志远，等：碳化硅ＭＯＳＦＥＴ桥臂电路串扰抑制方法 ｔ（１００ｎｓ，格） ㈤ 下管开通瞬间的上管波形 图６ 正向串扰电压与辅助电容容值的关系 Ｆｉｇ．６ Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ ｂｅｔｗｅｅｎ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｅｒｏｓｓｔａｌｋ ｖｏｌｔａｇｅ 【４０ｏＶ／｝的 ’ ＿ ａｎｄ ａｓｓｉｓｔｅｄ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ 绩 ，＾、、 ｄ ＼（２ 格）一一 —●，●Ｉ ● ． ／ ４Ｙ／格） ４ １§Ｖ ０ ｉ： ｔ（１００ｎｓ／格） （ｂ）下管关断瞬问豹上管波形 ＤＣ Ｓｏｕｒｃｅ 图８基本驱动电路的测量波形 Ｆｉｇ．８ Ｍｅａｓｕｒｅｄ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｂａｓｉｃ ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ＋ ６ ８０‘ 『ｌ（ Ｒｇ＝ｌ０Ｑ。 。 ＿Ｒ＝２０ｆ￣‘ （＋ ｓ图７双脉冲测试电路 ・Ｒ＝６ ８Ｑ。 Ｈ ｇＦｉｇ．７ Ｄｏｕｂｌｅ ｐｕｌｓｅ ｔｅｓｔ ｃｉｒｃｕｉｔ －．．－Ｒｇ ｌ０Ｑ 叫 Ｒ＝ｇ２ｏｏ’ Ｉ ．） 率电路不变，避免因ＰＣＢ布局的不同而影响测量结 果。考虑到实验安全性，实验中设定的输入电压 Ｄ 分别取３００Ｖ、４００Ｖ和５００Ｖ，栅极驱动电阻尺 分 图９基本驱动电路的测量结果 别取６．８１１、１０ｎ和２０ｎ。 Ｆｉｇ．９ Ｍｅａｓｕｒｅｄ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｂａｓｉｃ ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ 图８给出了输入电压Ｖ。 ＝５００Ｖ、驱动电阻Ｒ 一 ：６．８Ｑ时基本驱动电路的串扰测量波形，其中图８ 都与驱动电阻成反比关系，说明增加驱动电 （ａ）为下管开通瞬间上管的测量结果，图８（ｂ）为下 阻能够减小串扰电压，但是这种方法会降低碳化硅 管关断瞬间上管的测量结果。图中 。 、 和 ＭＯＳＦＥＴ的开关速度，增加开关损耗，因而简单增加 ，ｄ 分别为上管的栅源极电压、漏源极电压和漏极 驱动电阻并不能较为理想地解决串扰问题，不利于 碳化硅ＭＯＳＦＥＴ的高频应用。 电流。从图８（ａ）和图８（ｂ）中的 。 波形可以看 图ｌ０、图１１分别给出了输入电压Ｖ。 ＝５００Ｖ、 出、，此时正向串扰电压和负向串扰电压分别为２Ｖ、 驱动电阻Ｒ ＝６．８１１、辅助电容值Ｃ。＝１０ｎＦ时，改 一４．１６Ｖ，已接近ＣＭＦ１０１２０Ｄ的开启电压阈值 进驱动电路的串扰测量波形及串扰电压测量结 （２．５Ｖ）和栅极负电压极限值（一５Ｖ）。 为明确实验测试中栅极串扰电压的变化，图９ 果。从图１ｌ中可以看出，改进的有源密勒箝位驱 动电路对串扰电压的抑制效果非常显著，输入电 给出了不同输入电压与不同驱动电阻下串扰电压的 压为５００Ｖ时，正向串扰电压和负向串扰电压分别 测量结果。图中 ＋）和 。＿Ｈ（一）分别为下管开通 为１．４４Ｖ和一３．６８Ｖ，分别比基本驱动电路降低了 瞬间和下管关断瞬间的上管栅极串扰电压幅值。 ２８％和１１％，有效降低了上下管直通的风险，同时 从图９中可看出输入电压对栅极串扰电压的影 避免了负向串扰电压过大而使开关管失效的 响趋势，保持驱动电阻不变，随着输入电压的增大， 情况。 （＋）和 。（一）都相应增大。图９中 一 一 （＋）和 １２ 电工电能新技术 第３４卷 ４００Ｖ 格） 一 一 ● ● ● ●‘－ ●●●●ｌ ｌ ｌ●● ●－＿ －ｌ Ｉ ｌ ●●●●● ●●●● ｄ Ｈ（１ ｔＡ／格 》 １ ４４Ｖ、 、 ｍ－ｘ Ｆ 『， Ｈ ４Ｖ／格） ‘ Ｌ ｜＿ ¨÷ ｔ（１００ｎｓ／格） （ａ）下管开通瞬间的上管波形 。； １１（４００Ｖ／格） 、 （２Ａ／格 ： Ｖ ：０ ・－： －：０ ， － －３ ６８Ｖ ０ 、 ｔ（１００ｎｓ／／￣） （ｂ）下管关断瞬间的上管波形 图ｌＯ改进驱动电路的测量波形 Ｆｉｇ．１０ Ｍｅａｓｕｒｅｄ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｍｏｄｉｆｉｅｄ ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ＞ ＼． 图ｌｌ 改进驱动电路的测量结果 Ｆｉｇ．１ １ Ｍｅａｓｕｒｅｄ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｍｏｄｉｆｉｅｄ ｄｒｉｖｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ５ 结论 本文对桥臂电路串扰问题的产生机理进行了分 析，对由辅助三极管构成的传统有源箝位驱动电路 进行了改进，增加了辅助电容，对串扰电压进行抑 制。最终采用碳化硅ＭＯＳＦＥＴ ＣＭＦ１０１２０Ｄ搭建了 双脉冲测试电路平台，对改进的串扰抑制方法的实 际效果进行验证。实验结果表明，改进的驱动电路 有效弥补了原有方法的不足，在有效抑制正向串扰 电压的同时，能够防止开关管关断速度过快导致的 负向串扰电压超过门极负电压极限而造成器件失效 的情况，具有较高工程应用价值。 参考文献（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓ）： ［１］ Ｂｉａｏ Ｚｈａｏ，Ｑｉａｎｇ Ｓｏｎｇ，Ｗｅｎｈｕａ Ｌｉｕ．Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｅｏｍ— ｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｉｓｏｌａｔｅｄ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ—ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ａｌｌ・－Ｓｉ ａｎｄ－－ＳｉＣ ｐｏｗｅｒ ｄｅｖｉｃｅｓ ｆｏｒ ｎｅｘｔ・－ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓ— ｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１４，６１（３）：１３８９一ｌ３９３． ［２］ 孙凯，陆珏晶，吴红飞，等（Ｓｕｎ Ｋａｉ，Ｌｕ Ｊｕｅｊｉｎｇ，Ｗｕ Ｈｏｎｇｆｅｉ，ｅｔ ａ１．）．碳化硅ＭＯＳＦＥＴ的变温度参数建模 （Ｍｏｄｅｌｉｎｇ ｏｆ ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ ｗｉ人／【．）Ｈ ｔｈ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｄｅｐｅｎｄｅｎｔ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ）［Ｊ］．中国电机工程学报（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＣＳＥＥ），２０１３，３３（３）：３７－：． ４３． ［３］ Ｋａｚｕｔｏ Ｔａｋａｏ，Ｈｉｒｏｍｉｃｈｉ Ｏｈａｓｈｉ．Ａｃｃｕｒａｔｅ ｐｏｗｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｌｏｓｓ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｗｉｔｈ Ｓｉ—ＩＧＢＴ ａｎｄ ＳｉＣ—ｄｉｏｄｅ ｈｙｂｒｉｄ ｐａｉｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｅ一 １ｅｃｔｒｏｎ Ｄｅｖｉｃｅｓ，２０１２，２７（２）：１０２５—１０３８．巍 ［４］Ｉｇｏｒ Ｂａｒａｉａ，Ｊｏｎ Ａｎｄｏｎｉ Ｂａｒｒｅｎａ，Ａｂａｄ Ｇｏｎｚａｌｏ，ｅｔ ａ１． Ａｎ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｌｙ ｖｅｒｉｆｉｅｄ ａｃｔｉｖｅ ｇａｔｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｔｈｅ ｓｅｒｉｅｓ ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ＩＧＢＴ／ｄｉｏｄｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃ・ ｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１４，２７（２）：１０２５－１０３８． ［５］Ｎｉｔｈｉｐｈａｔ Ｔｅｅｒａｋａｗａｎｉｃｈ，Ｃ Ｍａｒｋ Ｊｏｈｎｓｏｎ．Ｄｅｓｉｇｎ ｏｐｔｉ— ｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｑｕａｓｉ・・ａｃｔｉｖｅ ｇａｔｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ｓｅｒｉｅｓ—ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ ｐｏｗｅｒ ｄｅｖｉｃｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ－ ｉｃｓ，２０１４，２９（６）：２７０５—２７１４． ［６］Ｄｉｍｏｓｔｈｅｎｉｓ Ｐｅｆｔｉｔｓｉｓ，Ｒｏｍａｎ Ｂａｂｕｒｓｋｅ，３ａｃｅｋ Ｒａｂｋｏｗｓ— ｋｉ，ｅｔ ａ１．Ｃｈａｌｌｅｎｇｅｓ ｒｅｇａｒｄｉｎｇ ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ＳｉＣ ＪＦＥＴｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ２０１３，２８（３）：１４４９—１４６３． ［７］Ｚｈｅｎｇ Ｃｈｅｎ，Ｍｉｌｉｓａｖ Ｄａｎｉｌｏｖｉｃ，Ｄｕｓｈａｎ Ｂｏｒｏｙｅｖｉｃｂ，ｅｔ ａ１．Ｍｏｄｕｌａｒｉｚｅｄ ｄｅｓｉｇｎ ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ａ ｇｅｎｅｒａｌ・ｐｕｒ－ ｐｏｓｅ，ｈｉｇｈ—ｓｐｅｅｄ ｐｈａｓｅ・ｌｅｇ ＰＥＢＢ ｂａｓｅｄ ｏｎ ＳｉＣ ＭＯＳ— ＦＥＴｓ［Ａ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ２０１ Ｉ一１４ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎ一 ￣ｒｅｎｅｅ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（ＥＰＥ ２０１１）［Ｃ］．２０１１．１．１０． ［８］ Ｚｈｅｙｕ Ｚｈａｎｇ，Ｆｒｅｄ Ｗａｎｇ，Ｌｅｏｎ Ｍ Ｔｏｌｂｅｒｔ，ｅｔ ａ１．Ａｃ— ｔｉｒｅ ｇａｔｅ ｄｒｉｖｅｒ ｆｏｒ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ ｏｆ ＳｉＣ ｄｅｖｉｃｅｓ ｉｎ ａ ｐｈａｓｅ—ｌｅｇ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．２０１４，２９（４）：１９８６—１９９７． ［９］ Ｉ Ｊｏｓｉｆｏｖｉｃ，Ｊ Ｐｏｐｏｖｉｃ—Ｇｅｒｂｅｒ，Ｊ Ａ Ｆｅｒｒｅｉｒａ．Ｉｍｐｒｏｖｉｎｇ ＳｉＣ ＪＦＥＴ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｂｅｈａｖｉｏｒ ｕｎｄｅｒ ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ ｏｆ ｃｉｒｃｕｉｔ ｐａｒａｓｉｔｉｃｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ２０１２，２７（８）：３８４３・３８５４． ［１Ｏ］ Ｂ Ｗｒｚｅｃｉｏｎｋｏ，Ｄ Ｂｏｒｔｉｓ，Ｊ Ｂｉｅｌａ，ｅｔ ａ１．Ｎｏｖｅｌ ＡＣ—ｃｏｎ— ｐｌｅｄ ｇａｔｅ ｄｒｉｖｅｒ ｆｏｒ ｕｌｔｒａｆ￣ｓｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｏｆ ｎｏｒｍａｌｌｙ ｏｆｆ ＳｉＣ ＪＦＥＴｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ２０１２，２７（７）：３４５２—３４６３． （下转第２３页，ｅｏｎｔ．Ｏｉｌ Ｐ．２３ｌ 第５期 李洪珠，等：ＺＶＳ双向ＤＣ—ＤＣ变换器在超级电容能量回收中的研究 ２３ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｏｎｅ ｐｏｒｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｇｕｌａｔｅｄ ａｎｄ ａｎｏｔｈｅｒ ｐｏｒｔ 黄军，杨 彦，杨威（Ｈｕａｎｇ Ｊｕｎ，Ｙａｎｇ Ｓｈｉｙａｎ，Ｙａｏｇ Ｗｅｔ）．零电流Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ双向ＤＣ／ＤＣ变换器的研究 （Ｒｅｓｅａｒｃｈ ｏｆ ｔｈｅ ＺＣＳ Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ ｂｉ—ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ／ＤＣ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｅｇｕｌａｔｅｄ（ＩＩ）一ｃｉｒｃｕｉｔ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｃｈｅｍｅ）［Ｊ］．电工技术学报（Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｆ Ｃｈｉｎａ Ｅｌｅｃｔｒ０ｔｅｃｈｎｊｃａＩ Ｓｏｃｉｅｔｙ），２００６，２ｌ（１１）：３４—３９． ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）［Ｊ］．电力电子技术（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）， ２０１０，４４（７）：ｌ一３． 陈 一，杨玉岗，李洪珠（Ｃｈｅｎ Ｚｈｅｎｇｙｉ，Ｙａｎｇ Ｙｕ— ｇａｎｇ，Ｌｉ Ｈｏｎｇｚｈｕ）．零电流准谐振Ｂｕｃｋ变换器的磁集 成研究（Ｒｅｓｅａｒｃｈ ｏｎ ｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｆｏｒ ｚｅｒｏ—ｃｕｒｒｅｎｔ ［１１］姚刚，沈燕群，李武华，等（Ｙａｏ Ｇａｎｇ，Ｓｈｅｎ Ｙｏｎ— ｑｕｎ，Ｌｉ Ｗｕｈｕａ，ｅｔ ａ１．）．一种新型的有源交错并联 Ｂｏｏｓｔ软开关电路（Ａ Ｎｅｗ ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ ｔｈｅ ｑｕａｓｉ—ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）［Ｊ］．电源技术（Ｃｈｉ— ｎｅｓｅ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｓｏｕｒｃｅｓ），２０１１，３５ （３）：２８０— ２８２，２９３． ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ Ｂｏｏｓｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ） ［Ｊ］．中国电机工程学报 （Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＣＳＥＥ），２００５，２５（１０）：６５—６９． Ｒｅｓｅａｒｃｈ ｏｆ ＺＶＳ ｂｉ－ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ－ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｎ ｓｕｐｅｒｃａｐａｃｉｔ０ｒ ｅｎｅｒｇｙ ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｓｙｓｔｅｍ ＬＩ Ｈｏｎｇ—ｚｈｕ ，ＭＡ Ｗｅｎ．ｔａｏ。ＳＵＮ Ｓｈｕａｎｇ．ｙｕａｎ ，（１．Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｌｉａｏｎｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｈｕｌｕｄａｏ １２５１０５，Ｃｈｉｎａ； ２．Ｈｕｌｕｄａｏ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｃｏｍｐａｎｙ，Ｈｕｌｕｄａｏ １ ２５ １０５，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｉｎ ｖｉｅｗ ｏｆ ｔｈｅ ｐｒｏｂｌｅｍ ｔｈａｔ ｓｕｐｅｒ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｅｎｅｒｇｙ ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ ｈａｒｄ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｈａｓ ｈｉｇｈ ｌｏｓｓ，ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｓｔｕｄｉｅｓ ａ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ—ＤＣ ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｒｅｓｏｎａｎｃｅ．Ｔｈｅ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｕｓｅｓ ｆｏｕｒ ｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｔｏ ａｃｈｉｅｖｅ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｐｏｗｅｒ ｆｌｏｗ，ｔｈｅｎ ｉｔ ｒｅｄｕｃｅｓ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｌｏｓｓ ｔｈｒｏｕｇｈ ｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｗｉｔｈ ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ（ＺＶＳ）．Ｔｈｅ ｐａｐｅｒ ａｎａｌｙｚｅｓ ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｍｏｄｅ ｏｆ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｕｎｄｅｒ ｔｈｅ ｍｏｄｅ ｏｆ Ｂｕｃｋ ａｎｄ Ｂｏｏｓｔ ｍｏｄｅ，ａｎｄ ｄｅｄｕｃｅｓ ｔｈｅ ｂａｓｉｃ ｅｑｕａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｔｅａｄｙ ｗｏｒｋ．Ｔｈｅｎ ｗｅ ｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄ ａ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｍｏｄｅｌ ｏｆ ２０Ｖ／ｌ ＯＯＶ ２４０Ｗ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ—ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ａｎｄ ｍａｎｕｆａｃｔｕｒｅｄ ａｎ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ．Ａｆｔｅｒｗａｒｄｓ ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｅｘｐｅｒｔ— ｍｅｎｔ ａｒｅ ｃａｒｒｉｅｄ ｏｕｔ ｏｎ ｔｈｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ，ａｎｄ ｔｈｅ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ｔｈｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃａｎ ｒｅａｃｈ ｍｏｒｅ ｔｈａｎ ９５％． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｓｕｐｅｒｃａｐａｃｉｔｏｒ；ｂｉ・ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ—ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈ；ＺＶＳ ，●、…●‘ 一一）● ●‘～‘ ●…●’ （上接第ｌ２页．ｃｏｎｔ．ｆｒｏｍ Ｐ．１２） Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ ｉｎ ｐｈａｓｅ－ｌｅｇ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ＺＨＯＮＧ Ｚｈｉ－ｙｕａｎ，ＱＩＮ Ｈａｔ—ｈｏｎｇ，ＹＵＡＮ Ｙｕａｎ，ＺＨＵ Ｚｉ－ｙｕｅ，ＸＩＥ Ｈａｏ—ｔｉａｎ （Ｊｉａｎｇｓｕ Ｋｅｙ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ ｏｆ Ｎｅｗ Ｅｎｅｒｇｙ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ，Ｎａｎｊｉｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ ａｎｄ Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ，Ｎａｎｊｉｎｇ ２１００１６，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｈ ｓｉｌｉｃｏｎ（Ｓｉ）ＭＯＳＦＥＴ，ｓｉｌｉｃｏｎ ｃａｒｂｉｄｅ（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴ ｉｓ ｍｏｒｅ ｃｏｎｄｕｃｉｖｅ ｔｏ ｍｅｅｔ ｔｈｅ ｒｅ— ｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｅｏｎｖｅ￣ｅｒｓ ｔｏｗａｒｄｓ ｈｉｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｈｉｇｈ ｐｏｗｅｒ ｄｅｎｓｉｔｙ ａｎｄ ｈｉｇｈ ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ．Ｈｏｗｅｖ— ｅｒ，ｔｈｅ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｈｅ ｕｐｐｅｒ ａｎｄ ｌｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈ ｌｉｍｉｔｓ ｔｈｅ ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｉｎ ｐｈａｓｅ—ｌｅｇ ｃｏｎｆｉｇｕｒａ－ ｔｉｏｎ．Ｂａｓｅｄ ｏｎ ａｎａｌｙｓｅｓ ｏｆ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｍｅｃｈａｎｉｓｍ，ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｕｓｅｓ ａｎ ｉｍｐｒｏｖｅｄ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ａｃｔｉｖｅ Ｍｉｌｌｅｒ ｃｌａｍｐ ｂａｓｅｄ ｏｎ ＰＮＰ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｆｏｒ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ．Ａ ｄｏｕｂｌｅ－ｐｕｌｓｅ ｔｅｓｔ ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ ｉｓ ａｌｓｏ ｂｕｉｌｔ ｔｏ ｖｅｒｉｆｙ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ｅｘｐｌａ－ ｎａｔｉｏｎ．Ａｓ ｉｓ ｓｈｏｗｎ ｂｙ ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ，ｔｈｅ ｉｍｐｒｏｖｅｄ ｍｅｔｈｏｄ ａｃｈｉｅｖｅｓ ｇｏｏｄ ｅｆｆｅｃｔ ｉｎ ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ ａｎｄ ｐｒｏｖｉｄｅｓ ｇｕｉｄｅ ｉｎ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｇａｔｅ ｄｒｉｖｅｒ ｆｏｒ ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ ｉｎ ｐｈａｓｅ－ｌｅｇ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｓｉｌｉｃｏｎ ｃａｒｂｉｄｅ；ｐｈａｓｅ—ｌｅｇ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ；ｃｒｏｓｓｔａｌｋ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ；ａｃｔｉｖｅ Ｍｉｌｌｅｒ ｃｌａｍｐ
